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技術 発振回路

出願人 ソニー株式会社
発明者 田嶋羊一
出願日 1997年3月25日 (23年9ヶ月経過) 出願番号 1997-072402
公開日 1998年10月9日 (22年2ヶ月経過) 公開番号 1998-270946
状態 未査定
技術分野 パルス変調、復調 角度変調・電磁波の変調
主要キーワード 高調波歪率 反結合 変調信号源 入力端間 FM変調波 インバータ構成 マトリクス式 RC回路
関連する未来課題
重要な関連分野

この項目の情報は公開日時点(1998年10月9日)のものです。
また、この項目は機械的に抽出しているため、正しく解析できていない場合があります

図面 (7)

課題

変調信号を与えることで安定した周波数変調出力を簡単な回路構成で生成できる発振回路を提供すること。

解決手段

互いの入・出力端間を第1及び第2反結合コンデンサ3、6を介して接続した第1および第2のゲート回路1、2を有し、第1のゲート回路1の入力端グランド電位間に抵抗7と第2反結合コンデンサ6とにより構成される第1充放電回路を接続し、第2のゲート回路2の入力端とグランド電位間に抵抗4と第1反結合コンデンサ3とにより構成される第2充放電回路を接続し、第1充放電回路及び第2充放電回路のグランド電位側に該第1充放電回路及び第2充放電回路の充放電時間を制御する変調信号を供給する変調信号源31を接続したものである。

概要

背景

従来の発振回路自走マルチバイブレータ)としては、2つのインバータ縦続接続した2段構成の発振回路や3つのインバータを縦続接続した3段構成の発振回路など知られている。これらの発振回路は、帰還ループに設けたコンデンサの充・放電に伴う充電電流の変化により抵抗素子両端の電圧出力段のインバータの閾値以下または以上になるごとに出力段のインバータの出力を反転させて発振持続するように構成されている。

概要

変調信号を与えることで安定した周波数変調出力を簡単な回路構成で生成できる発振回路を提供すること。

互いの入・出力端間を第1及び第2反結合コンデンサ3、6を介して接続した第1および第2のゲート回路1、2を有し、第1のゲート回路1の入力端グランド電位間に抵抗7と第2反結合コンデンサ6とにより構成される第1充放電回路を接続し、第2のゲート回路2の入力端とグランド電位間に抵抗4と第1反結合コンデンサ3とにより構成される第2充放電回路を接続し、第1充放電回路及び第2充放電回路のグランド電位側に該第1充放電回路及び第2充放電回路の充放電時間を制御する変調信号を供給する変調信号源31を接続したものである。

目的

そこで本発明の目的は、変調信号を与えることで安定した周波数変調出力を簡単な回路構成で生成できる発振回路を提供することにある。

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

互いの入・出力端間を第1及び第2反結合コンデンサを介して接続した第1および第2のゲート回路と、前記第1のゲート回路の入力端グランド電位間に接続された抵抗と前記第2反結合コンデンサとにより構成され、該第2反結合コンデンサの第2のゲート回路の出力による充放電電圧で前記第1のゲート回路を反転動作させる第1充放電回路と、前記第2のゲート回路の入力端とグランド電位間に接続された抵抗と前記第1反結合コンデンサとにより構成され、該第1反結合コンデンサの第1のゲート回路の出力による充放電電圧で前記第2のゲート回路を反転動作させる第2充放電回路と、前記第1充放電回路及び第2充放電回路のグランド電位側に接続され、該第1充放電回路及び第2充放電回路の充放電時間を制御する変調信号を供給する変調信号源と、を備えることを特徴とする発振回路

請求項2

前記第1の反結合コンデンサまたは前記第2反結合コンデンサのうちのいずれか一方に、電源投入時の自走発振を確実にする発振起動回路並列に接続したことを特徴とする請求項1記載の発振回路。

請求項3

前記発振起動回路は抵抗素子から構成され、該抵抗素子の抵抗値を前記第1充放電回路または前記第2充放電回路の抵抗素子の抵抗値より充分大きく設定するとともに、発振周波数における前記第1反結合コンデンサまたは前記第2反結合コンデンサのリアクタンスより充分大きい値に設定したことを特徴とする請求項2記載の発振回路。

請求項4

前記発振起動回路は、コンデンサおよび抵抗素子の並列回路ならびに当該並列回路に直列に接続された電流方向規制素子から構成されていることを特徴とする請求項2記載の発振回路。

請求項5

前記第2のゲート回路の出力端に前記第2反結合コンデンサを介して接続される前記第1のゲート回路の入力端とグランド間に、出力信号歪率を軽減するダイオードを接続したことを特徴とする請求項1記載の発振回路。

請求項6

前記第1のゲート回路および前記第2のゲート回路は、排他的論理和回路またはインバータ構成のC−MOSゲートから構成したことを特徴とする請求項1から請求項5のうちのいずれか1項記載の発振回路。

技術分野

0001

本発明は、変調信号により周波数変調された出力を簡単な回路構成で得ることができる発振回路に関するものである。

背景技術

0002

従来の発振回路(自走マルチバイブレータ)としては、2つのインバータ縦続接続した2段構成の発振回路や3つのインバータを縦続接続した3段構成の発振回路など知られている。これらの発振回路は、帰還ループに設けたコンデンサの充・放電に伴う充電電流の変化により抵抗素子両端の電圧出力段のインバータの閾値以下または以上になるごとに出力段のインバータの出力を反転させて発振持続するように構成されている。

発明が解決しようとする課題

0003

従来の発振回路は以上のように構成されているので、RCの時定数を変化させることでFM変調出力を得ることが可能であるが、回路構成として交流的にグランドレベルから浮いた状態にある閉ループをなしているため、変調信号を与えて前記RC回路の時定数を変化させることは困難である課題があった。また、2段構成の発振回路では発振の停止や異常発振を起こす可能性があり、また、3段構成の発振回路に比べて安定した発振を持続させるのが比較的困難である課題があった。

0004

そこで本発明の目的は、変調信号を与えることで安定した周波数変調出力を簡単な回路構成で生成できる発振回路を提供することにある。

課題を解決するための手段

0005

本発明は上記目的を達成するため、互いの入・出力端間を第1及び第2反結合コンデンサを介して接続した第1および第2のゲート回路と、前記第1のゲート回路の入力端グランド電位間に接続された抵抗と前記第2反結合コンデンサとにより構成され、該第2反結合コンデンサの第2のゲート回路の出力による充放電電圧で前記第1のゲート回路を反転動作させる第1充放電回路と、前記第2のゲート回路の入力端とグランド電位間に接続された抵抗と前記第1反結合コンデンサとにより構成され、該第1反結合コンデンサの第1のゲート回路の出力による充放電電圧で前記第2のゲート回路を反転動作させる第2充放電回路と、前記第1充放電回路及び第2充放電回路のグランド電位側に接続され、該第1充放電回路及び第2充放電回路の充放電時間を制御する変調信号を供給する変調信号源とを備えたものである。

0006

本発明の発振回路においては、第1充放電回路及び第2充放電回路のグランド電位側に変調信号源を接続することにより、第1充放電回路及び第2充放電回路の充放電時間を制御し、周波数変調を容易に、かつ安定して得ることができる。

発明を実施するための最良の形態

0007

次に本発明による発振回路の実施の形態について説明する。図1は本発明による発振回路の一例を示す回路図である。この発振回路は、例えばマトリクス式ステレオ信号の内の差信号FM副搬送波による伝送に適用でき、ワイヤレスヘッドホンシステムの質の向上、電流消費の低減、経済性などの向上に期待できるものである。図1の発振回路は、第1のゲート回路1および第2のゲート回路2を備え、この第1のゲート回路1および第2のゲート回路2は、排他的論理和回路構成のC−MOSゲートからなり、その一方の入力端子電源電圧Vddに接続されている。また、第1のゲート回路1の出力端は第1反結合コンデンサ3の一端に接続され、この第1反結合コンデンサ3の他端は第1抵抗素子4の一端および第2のゲート回路2の他方の入力端子に接続されている。第1抵抗素子4の他端は、グランド電位に一方の端が接続された第2抵抗素子5の他端に接続されている。

0008

第2のゲート回路2の出力端は第2反結合コンデンサ6の一端に接続され、この第2反結合コンデンサ6には、電源投入時の自走発振を確実にする抵抗素子10が並列接続されている。また、第2反結合コンデンサ6の他端は、第3抵抗素子7の一端および第1のゲート回路1の他方の入力端子に接続されている。さらに、第2反結合コンデンサ6の他端とグランド電位との間には、第2のゲート回路2の出力端から得られる出力信号の歪を軽減するためのダイオード8のカソードアノードが接続され、また、第1のゲート回路1の他方の入力端とグランド電位間にも、ダイオード9のカソード・アノードが接続されている。第3抵抗素子7の他端は、前記第1抵抗素子4と前記第2抵抗素子5の接続点に接続されている。変調信号源31は、第1抵抗素子4および第2抵抗素子5の接続点とグランド電位との間に接続され、変調信号は前記接続点とグランド電位との間に加えられる。この場合、変調信号源31は、発振周波数的に出来るだけ低インピーダンスであることが望ましい。

0009

第2反結合コンデンサ6、第3抵抗素子7および第2抵抗素子5により第1充放電回路が構成されている。また、第1反結合コンデンサ3、第1抵抗素子4および第2抵抗素子5により第2充放電回路が構成されている。また、抵抗素子10の抵抗値は、前記第1及び第2充放電回路の放電抵抗値より充分大きいとともに、発振周波数における前記第1、第2反結合コンデンサ3、6のリアクタンスより充分大きい値に設定されている。

0010

次に動作について説明する。図3の(イ)は、図1に示すP1における第1のゲート回路1の入力波形、同図(ロ)は第2のゲート回路2の出力波形、同図(ハ)は第1のゲート回路1の出力波形を示すタイミング図である。今、電源投入時に第1のゲート回路1の出力が‘L’レベルに、第2のゲート回路2の出力が‘H’レベルにあるとすると、第2反結合コンデンサ6は抵抗素子7と5を通して充電され、抵抗素子7と5の直列回路の両端、即ちP1には、この充電電流による電圧が発生する。この結果、充電の初期にP1点は、図3(イ)に示すように‘H’レベル(Vdd)であるため、第1のゲート回路1の出力は‘L’レベルに安定し、第2反結合コンデンサ6は充電され続ける。この充電が進み充電電流が減少してくると、P1点の電圧も図3(イ)に示すように低下し、P1点の電圧が第1のゲート回路1の閾値電圧Vth以下なると、第1のゲート回路1の出力は反転して‘H’レベルになり、また、第2のゲート回路2の出力は‘L’レベルになる(図3における時刻t2)。第1のゲート回路1の出力が‘H’レベルになると、今度は、第2反結合コンデンサ6が図3の時刻t2〜t3の間で抵抗素子7と5を通して逆方向に充電される。そして、この充電が進み充電電流が減少してくると、P1点の電圧も低下して第1のゲート回路1の出力は再び‘L’レベルに反転する。

0011

同様にして、第1のゲート回路1の出力が‘H’レベルになった場合は、第1反結合コンデンサ3が抵抗素子4と5を通して充電され、抵抗素子4と5の直列回路の両端、即ちP2には、この充電電流による電圧が発生する。この結果、充電の初期にP2点は、‘H’レベル(Vdd)であるため、第2のゲート回路2の出力は‘L’レベルに安定し、第1反結合コンデンサ3は充電され続ける。この充電が進み充電電流が減少してくると、P2点の電圧も低下し、P2点の電圧が第2のゲート回路2の閾値電圧以下なると、第2のゲート回路2の出力は反転して‘H’レベルになる。第2のゲート回路2の出力が‘H’レベルになると、今度は、第1反結合コンデンサ3が抵抗素子4と5を通して逆方向に充電される。そして、この充電が進み充電電流が減少してくると、P2点の電圧も低下して第2のゲート回路2の出力は再び‘L’レベルに反転する。このように、第1のゲート回路1と第2のゲート回路2は、図3の(ロ)、(ハ)に示す如く互いに逆位相で動作することにより発振を継続する。

0012

一方、第1のゲート回路1と第2のゲート回路2とを前記第1充放電回路および前記第2充放電回路により反結合して発振を持続させ、前記第1充放電回路と前記第2充放電回路に変調信号源31から不平衡な変調信号を加える。この変調信号は、前記第1充放電回路および前記第2充放電回路に割り込んで、充放電を繰り返している前記第1充放電回路および前記第2充放電回路の時定数を変化させる。この結果、第1のゲート回路1および第2のゲート回路2の他方の入力端子の信号電位が閾値に達するまでの時間が変化して、第2のゲート回路2の出力信号の周波数は前記変調信号に追従して変化し、周波数変調出力が得られる。図2は、このようして得られた周波数変調された第2のゲート回路2の出力信号を示す波形図である。

0013

第1のゲート回路1および第2のゲート回路2を消費電流削減のためにC−MOSゲートで構成した場合、抵抗素子10が接続されていないと、C−MOSゲートの閾値は大きいため自励発振がほとんど生じない。この結果、電源投入時には第1のゲート回路1または第2のゲート回路2のいずれか一方が必ずオンとなるように、前記第1充放電回路または前記第2充放電回路の放電抵抗値および第1反結合コンデンサ3または第2反結合コンデンサ6の発振周波数におけるリアクタンスより充分大きな抵抗値を有する抵抗素子10を、第1反結合コンデンサ3または第2反結合コンデンサ6に並列に接続し、電源投入時の自走発振の起動を確実なものにする。なお、抵抗素子10の代り図4に示すように、コンデンサ11および抵抗素子12の並列回路ならびに当該並列回路へ直列に接続された電流方向を規制するダイオード13から構成される起動回路を用いることも可能である。

0014

また、第2のゲート回路2から得られる周波数変調出力に含まれる歪の主成分は第2高調波であって、その原因は図3の(イ)に示す波形の傾斜部の湾曲が原因であり、ダイオード8,9を図1に示すように接続することで前記歪を軽減することが出来る。図6は、ダイオード8,9を付加した場合と付加しない時の高調波歪率の特性を表わしたグラフであり、ダイオードを付加した時の特性は曲線61となり、ダイオードを付加しない時の特性は曲線62となる。この図6から明かなように、ダイオード8,9を付加した時の高調波歪率が軽減される。因に、図2に示すような周波数変調された出力信号の場合、その中心周波数64kHzに対し±44kHzの広い周波数偏移で、低歪率、高S/N比FM変調波を生成できる。

0015

本実施の形態では、第1のゲート回路1および第2のゲート回路を備えた簡単な回路構成であり、また、不平衡な変調信号を用いることが出来、当該変調信号に追従する広い周波数偏移が可能な安定した低歪率、高SN比の周波数変調出力が得られ、さらにゲート回路にC−MOSゲートを用いることで低消費電流の発振回路を構成できる。

0016

図5は、第1及び第2のゲート回路をインバータ構成のC−MOSゲート(以下、インバータという)21,22を用いて発振回路を構成したときの回路図である。この発振回路において、図1と同一または相当な部分には同一の符号を付して説明すると、第1のインバータ21の出力端と第2のインバータ22の入力端間を第1反結合コンデンサ3を介して接続し、第1のインバータ21の入力端と第2のインバータ22の出力端間を第2反結合コンデンサ6と抵抗素子10との並列回路を介して接続し、更に抵抗素子4と7の直列回路の一端を第2のインバータ22の入力端と第1反結合コンデンサ3との接続点に接続し、その他端を第1のインバータ21の入力端と第2反結合コンデンサ6との接続点に接続し、抵抗素子4と7との接続点とグランド間に抵抗素子5と変調信号源31を並列に接続し、更に第1のインバータ21の入力端とグランド間に歪軽減用のダイオード9を接続したものである。このように構成された発振回路においても図1に示した発振回路と同等な作用効果が得られる。

発明の効果

0017

以上説明したように、本発明の発振回路は、グランド電位との間で与えられる変調信号により広い周波数偏移が可能な安定した低歪率、高SN比の周波数変調出力が簡単な構成で得られ、さらに消費電流も抑制できるという効果がある。

図面の簡単な説明

0018

図1本発明の発振回路の一例を示す回路図である。
図2本発明の発振回路の一例における周波数変調された第2のゲート回路の出力信号を示す波形図である。
図3本発明の発振回路の一例における各部の波形を示すタイミング図である。
図4本発明の発振回路の一例における起動回路の他の構成例を示す回路図である。
図5本発明の発振回路の一例について図1に示した発振回路と同等な回路を示す回路図である。
図6本発明の発振回路におけるダイオードを付加した場合と付加しない時の高調波歪率の特性を表わしたグラフである。

--

0019

1……第1のゲート回路、2……第2のゲート回路、3……第1反結合コンデンサ、4……第1抵抗素子、5……第2抵抗素子、6……第2反結合コンデンサ、7……第3抵抗素子、8,9……ダイオード(出力信号歪軽減素子)、10……抵抗素子(起動回路)、11……コンデンサ、12……抵抗素子、13……ダイオード(電流方向規制素子)、21……第1のインバータ、22……第2のインバータ。

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