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図面 (10)

課題

大きい符号化利得を達成する方法で、PCM導出コンステレーショントレリス符号化変調を使用する。

解決手段

PCM導出コンステレーション全体のうちのいくつかのサブコンテレションのそれぞれに対して、相異なる冗長符号化のレベル(冗長符号化をしない可能性を含む)を使用する変調方式によって、PCM導出コンステレーションから伝送のための信号点を選択する。サブコンステレーションのうちの少なくとも1つに用いられる符号化は、他のいずれのサブコンステレーションに用いられるいずれの符号化とも独立に実行される。実施例では、サブコンステレーションは、PCM導出コンステレーション全体の重なり合わない部分であり、冗長符号トレリス符号であり、信号点間最小距離が小さくなるほど、その小さい最小距離を補償するために、その最小距離に関するデシベル利得が増大する。

概要

背景

これまで市場に出回っているほとんどすべての音声帯域モデムの設計は、公衆交換電話網チャネルエンドツーエンドアナログチャネルであるというモデルに基づいている。このようなモデルでは、重要なノイズ源の1つは、いわゆるPCMボコーダパルス符号変調音声符号器)によって生じる量子化ノイズである。特に、発信中央局では、PCMボコーダは、音声信号アナログ音声帯域データ信号(例えばQAM信号)のような入力アナログ信号を、ネットワークコア内のディジタル設備を通じて伝送するために、ディジタル形式に変換する。着信中央局では、マッチングボコーダが、その信号を再びアナログ形式に変換する。量子化ノイズは、入力信号量子化前サンプリングされるときに、振幅がボコーダのあらかじめ定義された量子化レベルのいずれとも正確には等しくないことから生じる。こうして、送信されるのは、実際の信号振幅に最も近い量子化レベルであり、実際には、そのレベル表現する(例えば)8ビットワードである。実際の振幅と、その振幅の伝送される表現の間の相違は、ノイズの形として受信モデムに現れる。これを量子化ノイズという。

チャネルにおけるノイズは、モデムの設計において重要な問題である。特に、そのシグナリングおよび変調フォーマットの設計において重要である。その理由は、信号が伝送されるネットワークによって課されるパワー制約が、仮定される最悪の場合のノイズレベルとともに、存在を仮定しなければならない最悪の場合の信号対ノイズ比(SNR)につながるからである。さらに、SNRは、データがチャネルを通じて伝送されることができるレートを制限する2つの主要なファクタのうちの1つである(もう1つは帯域幅である)。

ここ20年ほどにわたって開発されてきた直交振幅変調トレリス符号化エコー消去、および適応等化を含むさまざまな技術によって、モデムデータレートは、ネットワークのSNRおよび帯域幅の制約にもかかわらず、1980年代初期毎秒約2.4キロビット(2.4kbps)から、今日の30kbps以上のレートまで、改善されてきた。さらに、米国特許第5,406,583号(発行日:1995年4月11日、発明者:N. Dagdeviren)には、伝送されるデータビットを、ボコーダの量子化レベルを表現する符号を用いて符号化し、その符号をディジタル形式でネットワークに送信することによって、チャネル全体で障害の源としてのボコーダ量子化ノイズを完全に除去し、それによって、公衆交換電話網チャネルによって達成可能なデータレートをさらに向上させることができることが記載されている。こうして、伝送される信号の振幅(実際には8ビットワードによって表現される)を、ボコーダのあらかじめ定義された量子化ノイズに一致させることによって、受信ボコーダのアナログ出力振幅は入力振幅近似表現ではなく正確な表現となる。要するに、このアプローチは、ボコーダの量子化レベルから導出される信号点コンステレーション信号点配置)に基づいて、変調信号方式を実装するものである。このようなコンステレーションをここでは「PCM導出コンステレーション」という。

概要

大きい符号化利得を達成する方法で、PCM導出コンステレーションでトレリス符号化変調を使用する。

PCM導出コンステレーション全体のうちのいくつかのサブコンテレションのそれぞれに対して、相異なる冗長符号化のレベル(冗長符号化をしない可能性を含む)を使用する変調方式によって、PCM導出コンステレーションから伝送のための信号点を選択する。サブコンステレーションのうちの少なくとも1つに用いられる符号化は、他のいずれのサブコンステレーションに用いられるいずれの符号化とも独立に実行される。実施例では、サブコンステレーションは、PCM導出コンステレーション全体の重なり合わない部分であり、冗長符号トレリス符号であり、信号点間最小距離が小さくなるほど、その小さい最小距離を補償するために、その最小距離に関するデシベル利得が増大する。

目的

効果

実績

技術文献被引用数
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請求項1

複数のデータワードからなるストリームを表す送信信号を生成する方法において、前記複数のデータワードのうちの第1のデータワード群を構成する各データワードの所定数ビット関数としてトレリス符号化信号を生成し、該トレリス符号化信号を用いて、前記第1のデータワード群とは別のデータワードの値とは独立に、PCM導出コンステレーションの所定のサブコンテレションの所定数のサブセットのうちの1つを識別するトレリス符号化ステップと、前記第1のデータワード群の各データワードの他のビットの関数として、かつ、前記別のデータワードの値とは独立に、前記トレリス符号化ステップで識別したサブセットの信号点を選択する第1選択ステップと、前記別のデータワードの関数として、かつ、前記第1のデータワード群のデータワードの値とは独立に、前記PCM導出コンステレーションの残部から信号点を選択する第2選択ステップと、選択された信号点を表す信号を、前記送信信号として生成する生成ステップとからなることを特徴とする、送信信号を生成する方法。

請求項2

前記トレリス符号化ステップは、前記所定のサブコンステレーションからの信号点の選択後にのみ状態が前進する有限状態マシンによって実行されることを特徴とする請求項1の方法。

請求項3

前記サブコンステレーションの信号点間の実際の最小距離は、前記PCM導出コンステレーションの残部の信号点間の実際の最小距離より小さいことを特徴とする請求項2の方法。

請求項4

前記生成ステップが前記サブコンステレーションの信号点間の最小距離に関して提供するデシベル利得は、前記第2選択ステップが前記PCM導出コンステレーションの残部の信号点間の最小距離に関して提供するいずれのデシベル利得より大きいことを特徴とする請求項3の方法。

請求項5

前記サブコンステレーションの信号点の振幅はすべて、前記PCM導出コンステレーションの残部のいずれの信号点の振幅よりも小さいことを特徴とする請求項1または4の方法。

請求項6

前記PCM導出コンステレーションの信号点は、PCM音声符号器量子化レベルであることを特徴とする請求項5の方法。

請求項7

前記第1のデータワード群は、1個以上のビット位置で特定のビット値を有するデータワードからなることを特徴とする請求項6の方法。

請求項8

前記第2選択ステップにおいては、前記PCM導出コンステレーションの残部の信号点間の最小距離に関するデシベル利得がないことを特徴とする請求項7の方法。

請求項9

第1の信号間隔群の各信号間隔において、所定の基準を満たす値を有する第1の入力ワードを受信するステップと、第2の信号間隔群の各信号間隔において、前記所定の基準を満たさない値を有する第2の入力ワードを受信するステップと、所定の信号コンステレーションの少なくとも2個の重なり合わないサブコンステレーションのうちの第1のサブコンステレーションから、該第1のサブコンステレーションの信号点間の最小距離に関してデシベル利得が得られるように、前記第1の入力ワードの値の関数として、かつ、前記第2の入力ワードのいずれの値とも独立に、信号点を選択するステップと、第2のサブコンステレーションから、前記第2の入力ワードの値の関数として、かつ、前記第1の入力ワードの値とは独立に、信号点を選択するステップとによって選択される信号点を表す送信信号を受信する受信器で使用するための方法において、前記送信信号を受信するステップと、受信した信号から入力ワードを復元する復元ステップとからなることを特徴とする、送信信号を受信する受信器で使用するための方法。

請求項10

前記復元ステップは、前記受信した信号において、前記第1のサブコンステレーションから選択された信号点を表す第1部分と、前記第2のサブコンステレーションから選択された信号点を表す第2部分を識別するステップと、前記第1部分を最尤復号し、前記第1のサブコンステレーションから選択された信号点によって表される入力データを復元するステップと、前記第2部分を復号し、前記第2のサブコンステレーションから選択された信号点によって表される入力データを復元するステップとからなることを特徴とする請求項9の方法。

請求項11

入力データに応答して、少なくとも第1のサブコンステレーションおよび第2のサブコンステレーションを含む所定のコンステレーションの信号点のストリームを選択する変調回路と、選択されたストリームを表す出力信号を生成する回路とからなる装置において、前記変調回路は、(a)前記第1のサブコンステレーションから選択される信号点が前記第2のサブコンステレーションからの信号点の選択とは独立に選択され、かつ、(b)前記第1のサブコンステレーションから選択される信号点間の最小距離に関して得られるデシベル利得は、前記第2のサブコンステレーションから選択される信号点間の最小距離に関して得られるデシベル利得より大きくなるように、前記入力データを符号化する符号化回路を有することを特徴とする装置。

請求項12

前記サブコンステレーションは重なり合わないことを特徴とする請求項11の装置。

請求項13

前記符号化回路は、前記入力データの一部に所定の冗長符号を適用し、その結果得られる冗長符号化されたデータを用いて前記第1のサブコンステレーションのみから信号点を選択することによって、前記第1のサブコンステレーションのデシベル利得を提供する回路を有することを特徴とする請求項12の装置。

請求項14

前記入力データはデータワードとして配列され、前記符号化回路は、該データワードの一部の関数であるトレリス符号化信号による利得を利用して前記第1のサブコンステレーションの複数のサブセットのうちの特定のサブセットを識別するとともに、識別されたサブセットから、前記データワードの残部を用いて、特定の信号点を選択することによって、前記第1のサブコンステレーションのデシベル利得を提供する回路を有することを特徴とする請求項13の装置。

請求項15

前記サブセットの信号点間の実際の最小距離は、前記第1のサブコンステレーションの信号点間の実際の最小距離より大きいことを特徴とする請求項14の装置。

請求項16

前記信号点のストリーム中の特定の信号点が選択される特定のサブコンステレーションは、前記入力データの少なくとも一部に応答して判定されることを特徴とする請求項11の装置。

請求項17

前記入力データはマルチビットワードの列からなり、各マルチビットワードの少なくとも1ビットの値が前記特定のサブコンステレーションを識別し、各マルチビットワードの少なくとも残りのビットが前記特定の信号点を選択するために用いられることを特徴とする請求項16の装置。

請求項18

前記所定のコンステレーションの信号点はμ則またはA則の符号器の量子化レベルであることを特徴とする請求項12または17の装置。

請求項19

前記第1のサブコンステレーションの信号点間の実際の最小距離は、前記第2のサブコンステレーションの信号点間の実際の最小距離より小さいことを特徴とする請求項11の装置。

請求項20

前記第1のサブコンステレーションの信号点の振幅はすべて、前記第2のサブコンステレーションのいずれの信号点の振幅よりも小さいことを特徴とする請求項19の装置。

請求項21

前記所定のコンステレーションは前記第1のサブコンステレーションおよび第2のサブコンステレーションのみからなり、前記入力データは、前記第1のサブコンステレーションから選択される信号点間の最小距離に関してのみデシベル利得が得られるように符号化されることを特徴とする請求項20の装置。

請求項22

少なくとも第1のサブコンステレーションおよび第2のサブコンステレーションを含む所定のコンステレーションに対して、(a)前記第1のサブコンステレーションから選択される信号点は前記第2のサブコンステレーションから選択される信号点の選択とは独立に選択され、かつ、(b)前記第1のサブコンステレーションから選択される信号点間の最小距離に関して得られるデシベル利得が、前記第2のサブコンステレーションから選択される信号点間の最小距離に関して得られるデシベル利得より大きくなるように、入力データを符号化することによって、前記所定のコンステレーションの信号点のストリームを表す送信信号を処理する受信装置において、前記送信信号を受信する手段と、受信した信号から前記入力データを復元する復元手段とからなることを特徴とする受信装置。

請求項23

前記復元手段は、前記受信した信号において、前記第1のサブコンステレーションから選択された信号点を表す第1部分と、前記第2のサブコンステレーションから選択された信号点を表す第2部分を識別する手段と、前記第1部分を最尤復号し、前記第1のサブコンステレーションから選択された信号点によって表される入力データを復元する手段と、前記第2部分を復号し、前記第2のサブコンステレーションから選択された信号点によって表される入力データを復元する手段とからなることを特徴とする請求項22の受信装置。

請求項24

前記サブコンステレーションは重なり合わないことを特徴とする請求項22または23の装置。

請求項25

前記入力データの一部に所定の冗長符号を適用し、その結果得られる冗長符号化されたデータを用いて前記第1のサブコンステレーションのみから信号点を選択することによって、前記第1のサブコンステレーションのデシベル利得が得られることを特徴とする請求項22または23の装置。

請求項26

前記入力データはデータワードとして配列され、該データワードの一部をトレリス符号化して前記第1のサブコンステレーションの複数のサブセットのうちの特定のサブセットを識別するとともに、識別されたサブセットから、前記データワードの残部を用いて、特定の信号点を選択することによって、前記第1のサブコンステレーションのデシベル利得が得られることを特徴とする請求項22または23の装置。

請求項27

前記信号点のストリーム中の特定の信号点が選択される特定のサブコンステレーションは、前記入力データの少なくとも一部に応答して判定されることを特徴とする請求項22または23の装置。

請求項28

前記第1のサブコンステレーションの信号点間の実際の最小距離は、前記第2のサブコンステレーションの信号点間の実際の最小距離より小さいことを特徴とする請求項22または23の装置。

請求項29

前記第1のサブコンステレーションの信号点の振幅はすべて、前記第2のサブコンステレーションのいずれの信号点の振幅よりも小さいことを特徴とする請求項22または23の装置。

請求項30

前記所定のコンステレーションは前記第1のサブコンステレーションおよび第2のサブコンステレーションのみからなり、前記入力データは、前記第1のサブコンステレーションから選択される信号点間の最小距離に関してのみデシベル利得が得られるように符号化されることを特徴とする請求項22または23の装置。

請求項31

前記所定のコンステレーションの信号点はμ則またはA則の符号器の量子化レベルであることを特徴とする請求項22または23の装置。

技術分野

0001

本発明は、通信ネットワークを通じてのデータの伝送に関する。

背景技術

0002

これまで市場に出回っているほとんどすべての音声帯域モデムの設計は、公衆交換電話網チャネルエンドツーエンドアナログチャネルであるというモデルに基づいている。このようなモデルでは、重要なノイズ源の1つは、いわゆるPCMボコーダパルス符号変調音声符号器)によって生じる量子化ノイズである。特に、発信中央局では、PCMボコーダは、音声信号アナログ音声帯域データ信号(例えばQAM信号)のような入力アナログ信号を、ネットワークコア内のディジタル設備を通じて伝送するために、ディジタル形式に変換する。着信中央局では、マッチングボコーダが、その信号を再びアナログ形式に変換する。量子化ノイズは、入力信号量子化前サンプリングされるときに、振幅がボコーダのあらかじめ定義された量子化レベルのいずれとも正確には等しくないことから生じる。こうして、送信されるのは、実際の信号振幅に最も近い量子化レベルであり、実際には、そのレベル表現する(例えば)8ビットワードである。実際の振幅と、その振幅の伝送される表現の間の相違は、ノイズの形として受信モデムに現れる。これを量子化ノイズという。

0003

チャネルにおけるノイズは、モデムの設計において重要な問題である。特に、そのシグナリングおよび変調フォーマットの設計において重要である。その理由は、信号が伝送されるネットワークによって課されるパワー制約が、仮定される最悪の場合のノイズレベルとともに、存在を仮定しなければならない最悪の場合の信号対ノイズ比(SNR)につながるからである。さらに、SNRは、データがチャネルを通じて伝送されることができるレートを制限する2つの主要なファクタのうちの1つである(もう1つは帯域幅である)。

0004

ここ20年ほどにわたって開発されてきた直交振幅変調トレリス符号化エコー消去、および適応等化を含むさまざまな技術によって、モデムデータレートは、ネットワークのSNRおよび帯域幅の制約にもかかわらず、1980年代初期毎秒約2.4キロビット(2.4kbps)から、今日の30kbps以上のレートまで、改善されてきた。さらに、米国特許第5,406,583号(発行日:1995年4月11日、発明者:N. Dagdeviren)には、伝送されるデータビットを、ボコーダの量子化レベルを表現する符号を用いて符号化し、その符号をディジタル形式でネットワークに送信することによって、チャネル全体で障害の源としてのボコーダ量子化ノイズを完全に除去し、それによって、公衆交換電話網チャネルによって達成可能なデータレートをさらに向上させることができることが記載されている。こうして、伝送される信号の振幅(実際には8ビットワードによって表現される)を、ボコーダのあらかじめ定義された量子化ノイズに一致させることによって、受信ボコーダのアナログ出力振幅は入力振幅近似表現ではなく正確な表現となる。要するに、このアプローチは、ボコーダの量子化レベルから導出される信号点コンステレーション信号点配置)に基づいて、変調信号方式を実装するものである。このようなコンステレーションをここでは「PCM導出コンステレーション」という。

発明が解決しようとする課題

0005

音声帯域モデムの分野では周知のように、何らかの追加の実装上の複雑さおよび伝送遅延を受けてもよければ、いわゆる符号化利得を達成するために、既存の信号方式トレリス符号化変調(TCM)のようなチャネル符号化技術を適用して、パフォーマンスのレベルは同等のままに、より高いレートでデータの伝送を行うことができる。しかし、本発明の発明者が計算を実行したところによると、PCM導出コンステレーションでは、トレリス符号化変調方式をそのまま実装しても、ほとんどあるいは全く符号化利得がない。これは、通信産業で広く用いられているボコーダが、非線形量子化特性を有することに起因する。(代表的には)256個の利用可能な量子化レベルのうちの比較的多くが、波形の比較的高振幅の部分に用いられるよりも、比較的低振幅の部分を符号化するために使用される。さらに、詳細は後述するように、この非線形特性のために、PCM導出コンステレーションの点間の最小距離が、関連するコンステレーションのサイズに応じて、大幅に縮小するので、トレリス符号化自体によって達成される利点がほとんど完全になくなってしまう。

課題を解決するための手段

0006

しかし、本発明の発明者は、大きい符号化利得を達成する方法で、PCM導出コンステレーションでトレリス符号化変調を使用する方法を発見した。

0007

本発明によれば、PCM導出コンステレーション全体のうちのいくつかのサブコンテレションのそれぞれに対して、相異なる冗長符号化のレベル(冗長符号化をしない可能性を含む)を使用する変調方式によって、PCM導出コンステレーションから伝送のための信号点を選択する。サブコンステレーションのうちの少なくとも1つに用いられる符号化は、他のいずれのサブコンステレーションに用いられるいずれの符号化とも独立に実行される。好ましい実施例では、サブコンステレーションは、PCM導出コンステレーション全体の重なり合わない部分であり、冗長符号トレリス符号であり、サブコンステレーションとともに用いられるトレリス符号は、信号点間の最小距離が小さくなるほど、その小さい最小距離を補償するために、その最小距離に関するデシベル利得の量が増大する。

0008

実施例では、PCM導出コンステレーションは2つのサブコンステレーション(「内サブコンステレーション」および「外サブコンステレーション」という。)に分割され、内サブコンステレーションの最小距離は、外サブコンステレーションの最小距離より小さい。所定のトレリス符号が内サブコンステレーションに用いられ、外サブコンステレーションにはトレリス符号は使用されない。

0009

本発明は、全体として、与えられたデータレートおよび与えられた平均パワー制約に対して、PCM導出コンステレーションの信号点間のいわゆる有効最小距離を増大させることにより、同等のパフォーマンスのレベルで従来達成可能であったよりもデータレートを増大させることができる。

0010

PCM導出コンステレーションの場合に内サブコンステレーションと外サブコンステレーションを利用するという考え方は、フランス国Sophia-AntipolisのInstitut EurecomのP. A. HumbletとJ. G. Troulisによる"The Information Driveway"と題する論文に記載されている。これは1995年11月30日の日付を有しており、インターネット投稿されたものである。この文書が公知になったときに本発明の発明者は知らなかった。いずれにしても、Humbletらによって記載された符号化方式では、両方のサブコンステレーションから独立に信号点を選択する過程で単一のトレリス符号が使用されており、本願発明のように、サブコンステレーションのうちの少なくとも1つに対して独立に行われているのではない。Humbletらが実際に彼らの方式を実用上どのように実装したかについて、彼らの論文には明らかではない点がいくつかあり、さらに、誤り性能に関して彼らの方式に対して主張されている結果が正しいかどうかも明らかではない。従って、本明細書では、本願発明のアプローチの性能を、Humbletらの論文とではなく、上記のような他の従来技術の構成と比較する。

発明を実施するための最良の形態

0011

図1の通信システムにおいて、コンピュータサーバ10によってライン15に出力されるデータビットは、例えば、毎秒56キロビット(56kbps)のレートで、エンドユーザ端末70へ伝送される。例えば、ワールドワイドウェブアクセスのようなアプリケーションに合わせて、データビットは、逆方向(エンドユーザ端末70からサーバ10へ)には、大幅に低いデータレートで通信される。この場合、サーバからユーザへの通信は、グラフカル情報を伝送するために比較的高いレートである必要があるが、ユーザからサーバへの通信は、一般には個々の英文字や「マウスクリック」などを表すものであり、ずっと低いレートとすることが可能である。説明を明確にするため、後者の「アップストリーム」通信は図1には表示しない。アップストリーム通信についての説明は、この詳細な説明の最後で行う。

0012

サーバ10の56kbps出力は送信モデム20に送られる。送信モデム20は一般にサーバと同じ場所に配置される。次に、モデム20の出力は、近端中央局30に送られる。従来の音声帯域モデムとは異なり、モデム20の出力は変調されたキャリア信号ではなく、ディジタルライン25を通じて中央局30へ送信されるディジタル信号である。ライン25上のディジタル信号は、8ビットワードの列からなる。8ビットワード値の相異なる組合せはそれぞれ、あらかじめ定義された信号コンステレーションの信号点を表す。上記の米国特許第5,406,583号に一般的に記載されているように、このコンステレーションの点は、従来のμ則またはA則のボコーダの量子化レベルの所定のサブセットからなる。このようなコンステレーション(以下「PCM導出コンステレーション」という。)を、図2および付録1に示し、詳細は後述する。コンピュータサーバ10の出力データレートは毎秒56キロビット(56kbps)であるが、モデム20の出力データレートは64kbpsであって、従来のPCMディジタル信号フォーマットと一致している。56kbps信号が64kbps信号になる状況は、以下の説明で明らかとなるはずである。

0013

重要なことであるが、中央局30によって受信される64kbps信号は既にPCMフォーマットであるため、例えば同じく中央局30によって受信されるアナログ音声信号に加えられる量子化などの処理を受けることがない。ライン25から受信され、トランク35、電話網40、およびトランク45を通じて遠端中央局50に送られるPCMフォーマット信号は、PCM形式で伝送される。

0014

モデム20によって発生される信号はディジタル信号であるが、サーバ10とエンドユーザ端末70の間の全コネクションは完全にはディジタルではない。遠端中央局50に入力されるときの信号は、(中央局50側から見ると、)符号化音声信号や従来の音声帯域モデム信号のような送信されてくる他の64kbpsのPCM符号化信号と区別することができない。すなわち、中央局30は、モデム20から発信された信号を通常のPCMチャネルに送信する。従って、その信号は、遠端中央局50に到達すると、中央局50に到達する他のすべてのPCM符号化信号と全く同様にPCMボコーダ55に入力される。PCMボコーダ55の出力は、(代表的には)3.5kHzの帯域幅を占める音声帯域アナログ信号となる。この信号は、アナログローカルループ58を通じてユーザ宅内へ伝送される。

0015

ユーザ宅内では、受信モデム60が、受信した音声帯域アナログ信号(送信されたPCM導出コンステレーションの信号点を表す)を、それらの信号点がモデム20で生成された方法に応じて、復調し、復号する。その結果リード69上に得られる56kbps出力ビットストリームはエンドユーザ端末70(例えば、加入者パーソナルコンピュータ)に送られる。

0016

PCM導出信号コンステレーションの性質図2の考察から理解される。従来のPCM符号化で用いられるμ則あるいはA則の量子化は、255個または256個の量子化レベルを使用する。図2に表されているのは、短い横棒で表されている、μ則符号器の128個の非負量子化レベルである。これらの量子化レベルは8個のセグメントに分割され、各セグメントは、「セグメント境界」と表示された長めの横棒によって区切られ、16個の等間隔の量子化レベルを有する。8個のセグメントのそれぞれの振幅範囲は、隣の振幅が小さいほうのセグメントの約2倍である。こうして、セグメント内の量子化レベル間の距離は、引き続くセグメントごとに増大していく。このように、この方式は、量子化されるべきアナログ信号の対数圧縮を行う。上記の2倍の結果、および、その結果として高振幅のセグメントの量子化レベル間の間隔が広くなることにより、図中で128個のすべての量子化レベルを正しい縮尺で正確に示すのは不便である。そこで、図2には、最初の4個のセグメントのすべての量子化レベルと、他のいくつかの量子化レベルのみを正確に示している。μ則符号器は127個の負の量子化レベルも含むが、これらは、正の量子化レベルの鏡像として配置される。

0017

PCM導出信号コンステレーションの信号点は、PCM量子化レベルのうちの選択されたものからなり、それにより、上記のように、システム全体のノイズ源としてのPCM量子化ノイズを除去する。モデム20および60によって使用されるPCM導出信号コンステレーションを構成する信号点を図2では点(ドット)で表す。80個の正値信号点があるが、ここでも上記の広い間隔のために、80個の信号点をすべて正確に図2に表すことは実際的ではない。PCM導出コンステレーションはまた、80個の負値信号点を鏡像として含む。この例示的なPCM導出コンステレーションの160個の全信号点の正確な振幅レベル(および、後述の、符号化されるデータがそれらの信号点によって表現される方式)は付録1に示されている。

0018

所望の全データビットレートを達成するために信号コンステレーション内に与えられた点の数を仮定すると、PCM導出コンステレーションから信号点を選択する従来のアプローチでは、(a)できるだけ等間隔で、(b)量子化レベル間の最小距離がネットワークのピークおよび平均のパワー制約に合わせてできるだけ大きくなるような量子化レベルのものを選択することになる。特に、最小距離の判断基準は、重要な設計パラメータとなる。その理由は、伝送される信号点は、ローカルループ58を通るときに、チャネルノイズやその他のチャネル障害によって信号空間において不可避的に変位するからである。従って、伝送信号点が受信モデム60で誤って検出される範囲は、その伝送信号点がPCM導出コンステレーションにおいて最も近い点からどのくらい離れているかに依存する。このような方式は、特定のアプリケーションには十分であるような誤り率性能の期待されるレベルを達成するであろう。さらに高いレベルの誤り率性能が必要とされる場合には、上記のとおり音声モデムの分野では周知のように、何らかの追加の実装上の複雑さおよび伝送遅延を受けてもよければ、コンステレーションの信号点間の有効最小距離を実際(すなわち、信号点間のユークリッド最小距離)よりも大きくすることを達成するために、既存の信号方式にトレリス符号化変調(TCM)のようなチャネル符号化技術を適用して、パフォーマンスのレベルは同等のままに、より高いレートが実現される。しかし、本発明の発明者が計算を実行したところによると、PCM導出コンステレーションでは、トレリス符号化変調方式をそのまま実装しても、ほとんどあるいは全く、信号点間の有効最小距離は増大しない。これは、PCM符号化方式対数的性質による。特に、トレリス符号化変調方式を実装すると、符号化しない場合よりも、コンステレーション内の信号点の必要な数が増大する。さらに、信号点間の実際の最小距離を最大化するプロセスは、少なくとも比較的大きいコンステレーションの場合、信号コンステレーションの高振幅信号点がすべて、隣接するPCM量子化レベルからとられることを意味する。(ここで、信号点振幅あるいは量子化レベル振幅について高いあるいは低いとは、問題となっている量の絶対値に関してのことである。)これは、必要となる追加の信号点は、低振幅の量子化レベルからとらなければならないことを意味する。従って、信号点間の実際の最小距離が縮小するので、信号点間の実際の最小距離の減少により、トレリス符号化自体によって達成される利点がほとんど完全になくなってしまうことが分かる。すなわち、拡大したコンステレーションの有効最小距離は、もとの拡大していないコンステレーションの実際の最小距離とほとんど等しくなる。

0019

しかし、本発明の発明者は、コンステレーションの有効最小距離を大幅に増大させるように、PCM導出コンステレーションでトレリス符号化変調を使用する方法を発見した。

0020

まず、実施例の特別な場合を考える。これは、PCM導出コンステレーションを、2つのサブコンステレーション(以下「内サブコンステレーション」および「外サブコンステレーション」という。)に分割することによって達成される。内サブコンステレーションと外サブコンステレーションの間の境界図2および付録1に図式的に示されている。付録1から分かるように、内サブコンステレーションは、実際の最小距離が4である64個の信号点からなる。この最小距離は、例えば、振幅が−2および+2である信号点の間の距離である。(ここでは、PCMボコーダの量子化レベル間の最小距離は1という正規化された値であると仮定する。)外サブコンステレーションは96個の点からなり、このコンステレーションの実際の最小距離は16である。これは、例えば、振幅が163.5と179.5の点の間の距離である。内サブコンステレーションの実際の最小距離は外サブコンステレーションの実際の最小距離より小さいため、それ以外のことがなされない場合、全コンステレーションの最小距離は4となり、これがコンステレーションの全体の性能を決定することになる。しかし、内サブコンステレーションとともに所定のトレリス符号を用い、その一方で、より低いレベルのトレリス符号化(この例では、実際には、全くトレリス符号化しない。)を外サブコンステレーションに対して用いる。こうして、外サブコンステレーションの最小距離を16のままとしながら、トレリス符号化によって、内サブコンステレーションの有効最小距離(従って、コンステレーション全体としての有効最小距離)を4から大幅に増大させる。

0021

具体的には、コンステレーションの(あるいは、この場合には、サブコンステレーションの)「有効最小距離」は、任意の2個の有効な信号点列からとった信号点の間のユークリッド距離の2乗の和の最小値平方根で与えられる。トレリス符号化システムでは信号点のあらゆる列が有効なわけではなく、これが、チャネル障害に対する高い耐性を与えることになる。これに対して、一般の符号化されていないシステムでは、信号点のあらゆる列が有効であり、この場合、コンステレーションの有効最小距離は、実際の最小距離、すなわち、コンステレーションの任意の2個の信号点間の最小ユークリッド距離に等しい。(例えば、"Trellis-Coded Modulation with Multidimensional Constellations",IEEE Trans. on Information Theory, pp.483-501 (July 1987)、参照。本明細書で「有効最小距離」と呼んでいるパラメータは、この論文では「任意の2個の有効な信号点列間の最小2乗ユークリッド距離(minimum squared Euclidian distance betweenany two valid sequences of signal points)」と呼ばれているものの平方根に等しい。)

0022

実際の最小距離から有効最小距離へ、サブコンステレーションの最小距離が増大することは、20log10(有効最小距離/実際の最小距離)で与えられる公称デシベル利得として表現することができる。このパラメータは、トレリス符号の結果得られる誤り耐性における改善の尺度となる。(真のデシベル利得は、符号に通常付随する大きい誤り係数の効果により、公称デシベル利得よりも小さくなる。例えば、本実施例では、公称デシベル利得と真のデシベル利得の間には0.5dBの差がある。本発明の目的では、「デシベル利得」という用語は、真のデシベル利得または公称デシベル利得のいずれを指すものとしてもよい。)

0023

本実施例では、内サブコンステレーションの有効最小距離は15であり、実際の最小距離の4と比べて、公称デシベル利得は11.5dBとなる。

0024

好ましい実施例では、内サブコンステレーションの有効最小距離は、外サブコンステレーションの有効最小距離と等しくされ、あるいは、実用上ほとんど等しくされる。以下で詳細に説明するように、本実施例で用いられる特定のトレリス符号を使用すると、外サブコンステレーションの有効最小距離(=実際の最小距離)の16と比べて、内サブコンステレーションの有効最小距離は、今述べたとおり15である。これは、トレリス符号化変調を全く用いない場合、あるいは、従来技術から示唆されるようにPCM導出コンステレーション全体にわたってトレリス符号化変調を用いる場合のいずれを考慮しても、従来技術によって達成されるよりも良好な結果である。これについて詳細は後述する。

0025

(さらに実装上の詳細として注意すべき点であるが、サブコンステレーション間の最小距離は、理想的には、複数のサブコンステレーションの有効最小距離のうちの最小のもの以上であるべきである。この理由は、ここで最終的に性能を決定するものは、PCM導出コンステレーション全体の有効最小距離であり、これは、(i)サブコンステレーション内の信号点間の有効最小距離と、(ii)サブコンステレーションどうしの間の最小距離、のうち最小のものである。この判断基準は、本実施例では、内サブコンステレーションと外サブコンステレーションの間の最小距離は、振幅147.5と163.5の点の間の距離、すなわち16(>15)であるということで、満たされている。)

0026

一般に、本発明によれば、任意の数のサブコンステレーションが存在することが可能であるが、これらは好ましくは重なり合わない。すなわち、いずれのサブコンステレーションも、他のサブコンステレーションの信号点の振幅の間に入る振幅の信号点を有しない。2個のサブコンステレーションの場合に言い換えると、第1のサブコンステレーションの信号点はすべて、第2のサブコンステレーションのいずれの信号点よりも振幅が小さい。さまざまなレベルの冗長符号化(冗長符号化を使用しない可能性を含む。)が、全PCM導出コンステレーションのそれぞれのサブコンステレーションに対して使用される。冗長符号化は例えばトレリス符号化である。サブコンステレーションとともに用いられるトレリス符号は、信号点間の最小距離が小さくなるほど、その小さい最小距離を補償するために、デシベル利得の量が増大することにより、各サブコンステレーションに対して適度に有効最小距離を増大させる。こうして、本実施例によれば、例えば、内サブコンステレーションは、実際の最小距離は4と小さいため、外サブコンステレーションよりも高いデシベル利得が与えられる。

0027

本発明は、全体として、与えられたデータレートおよび与えられた平均パワー制約に対して、PCM導出コンステレーションの信号点間の有効最小距離を増大させることにより、同等のパフォーマンスのレベルで従来達成可能であったよりもデータレートを増大させることができる。

0028

モデム20の第1実施例を図3に示す。特に、そのスクランブラ19は、ライン15上の56kbpsデータのシリアルストリームを受信して従来のスクランブリングランダム化ともいう。)動作を行い、その結果のスクランブルされたビットストリームは、直並列ビット変換器21によってNビットワード(例えばN=7)の列に変換される。各ワードの7ビット(I1,i2,...,I7で表す。)は、並列に、リード22上に、毎秒1/Tのレートで出力される。ただし、Tはいわゆる信号間隔であり、その値は、PCM信号フォーマットによって規定される。具体的には、T=0.125msecであり、従って、いわゆるシンボルレート(一般にボーレートという。)は、毎秒1/(0.125×10-3)=8×103シンボル、すなわち、8kbaudとなる。

0029

PCM導出コンステレーションのそれぞれのサブコンステレーション用の変調器に、さまざまな入力ビットパターンが入力される。本実施例では、あるビットパターンがリード22に現れると、内サブコンステレーションが使用される。この場合、リード22のビットは、スイッチ24によって、レート1/2トレリス符号器26および内サブコンステレーションマッパ27からなる符号化変調器37に入力されることにより、マッパ27の出力においては、内サブコンステレーションの信号点のストリーム識別される。他のビットパターンがリード22に現れたときには、外サブコンステレーションが使用される。この場合、リード22のビットは、外サブコンステレーションマッパ28からなる非符号化変調器38に入力されることにより、マッパ28の出力においては、外サブコンステレーションの信号点のストリームが識別される。マッパ27および28の出力は、それぞれ、対応する信号点が導出されるもととなったPCM量子化レベルを表す8ビットワードである。これらは、スイッチ29によって、並直列ビット変換器31に入力された後、トランク25に出力される。スイッチ29はスイッチ24と連携して制御される。並直列ビット変換器31は、選択された信号点を表す伝送出力信号を生成する。この信号はトランク25に出力される。この出力信号によって運ばれるビットは、64kbps(=8ビット×8kbaud)のレートである。

0030

具体的には、リード22上で、内サブコンステレーションを用いて表されるべきビットパターンは、所定の判断基準を満たすものである。これは、例えば、q≧1個の所定のビット位置で特定の値を有するビットパターンである。本実施例では、このビットパターンは、I6およびI7の値がいずれも0であるようなビットパターンである。これら2ビットの値は、いずれの変調器に入力ビットを送るかという方向選択をしているので、以下、これら2ビットを「方向選択ビット」ということにする。この場合、ビットI1〜I5は、スイッチ24によって符号化変調器37に入力され、最終的に内サブコンステレーションからの信号点が指定される。(ビットI6およびI7を符号化変調器37に入力する必要はない。内サブコンステレーションからの信号点が受信されたという事実が、受信器において、それらのビットの値(すなわちそれぞれ0)を復元するために用いられる。)符号化変調器37は標準的な設計のものであり、kビットからなる第1のビット群(この場合は単一のビットI1からなる)がトレリス符号器26の入力リード33に入力される。トレリス符号器26のリード34へのビット出力はp(>k)ビットからなる。実施例では、p=2である。これらのビットX0およびX1がコンステレーションマッパ27に入力され、一方、ビットI2〜I5は直接にコンステレーションマッパ27に入力される。コンステレーションマッパ27の入力における64個の可能なビットパターンはそれぞれ、内サブコンステレーションの64個の信号点のうちの1つを指定する。具体的なマッピングの例を付録1に示し、詳細は後述する。

0031

これに対して、リード22上で、外サブコンステレーションを用いて表されるべきビットパターンは、上記の判断基準を満たさないものであり、ビットI6およびI7の値が両方とも0ではないものである。すなわち、これらは、3個のビットペア値01、10または11のいずれかである。この場合、ビットI1〜I7はスイッチ24によって非符号化変調器28に入力され、最終的に外サブコンステレーションからの信号点が指定される。ビットI6およびI7は、変調器28に入力されるときには決して00という値はとらないため、コンステレーションマッパ28の入力において96個の可能なビットパターンがあることが確かめられる。各パターンは、外サブコンステレーションの96個の信号点(これも付録1に詳細を示す。)のうちの1つを指定する。

0032

リード22上のビットを2つの変調器のうちの1つへ上記のように方向選択することは、ORゲート23によって制御リード32上に出力されるビットI6とI7の論理OR関数を用いることによって達成される。ORゲート23は、変調器37および38の出力を変換器31へ適切に入力するためにスイッチ24および29を動作させる。また、スイッチ24が「下」の位置にあることによりトレリス符号器の入力にビットI1の新たな値が提供されるときにのみ、いわゆるトレリス符号器の状態(これは例えば有限状態マシンとして実装される。)が入力リード上の信号に応答して前進するという意味で、リード32上の信号は、トレリス符号器26の動作も制御する。

0033

本実施例で達成されるPCM導出コンステレーション全体に対する15という有効最小距離を、同じ56kbpsというデータレートで従来技術によって達成される有効最小距離を比較する。具体的には、トレリス符号化変調をせずに56kbpsビットストリームをサポートするための7ビット/ボーの符号化は、27=128点のPCM導出コンステレーションを必要とする。最良のこのようなコンステレーションでは、実際の最小距離および有効最小距離は8となる。このようにして、本発明は、従来技術よりも大幅に高いレベルの誤り率性能(56kbpsで5dB高い)を保証する。さらに、従来技術から示唆されるような、PCM導出コンステレーション全体にわたって符号化変調器37のようなトレリス符号化変調を使用することは、性能を悪くこそすれ良くすることはない。具体的には、各ボーごとに符号化される7ビットは、各信号間隔ごとのトレリス符号化によって導入される冗長ビットにより8ビットに拡大されるため、28=256点のPCM導出コンステレーションを必要とする。これは、256個のμ則量子化レベルがすべてPCM導出コンステレーションで使用されなければならいことを意味し、従って、少なくとも電話網の平均パワー制約は、多くの高振幅の点の信号ストリーム中の周波数によって破られることになる。さらに、このようなコンステレーションの実際の最小距離は1となり、その結果、トレリス符号化後でも、有効最小距離は3.75となり、トレリス符号化を全く用いない場合に達成される有効最小距離8よりもさらに悪い。

0034

図4および図5に、トレリス符号器26を実現する有限状態マシンの実施例を示す。これらの2つの実施例は同じトレリスに基づいており、実現している符号は同一の距離尺度を有し、同じ性能を有する。いずれの場合でも、符号は、既知設計方法に従って内サブコンステレーションの距離の性質に関連して設計されている。

0035

図4および図5の符号器のいずれを使用するかの選択は、ほとんどは、設計上の事項である。具体的には、図4のトレリス符号器は組織符号器である。このように呼ばれるのは、リード33上の入力ビットストリームが、リード34のうちの1つの出力ビットX1として符号器出力に直接運ばれるためである。音声帯域モデム設計者は組織符号器を使用することを好むことが多い。それは、何らかの理由で必要な場合に、受信器で復号を実行することなくトレリス符号器に入力された送信ビットを復元する(そのため、最初に符号の使用によって与えられた高いノイズ耐性を実現することはなくなってしまうが)ことが可能なためである。リード34の他方は、冗長ビットX0を運ぶ。これは、6個のT秒遅延素子および4個の排他的ORゲートからなる図示したような論理回路によって生成される。ただし、Tは上記の信号間隔である。上記のように、トレリス符号器26の動作は、その状態(その6個の遅延素子の内容によって与えられる)が、スイッチ24が「下」の位置にあることによりトレリス符号器の入力にビットI1の新たな値が提供されるときにのみ、入力リード33上の信号に応答して変化するという意味で、リード32上の信号によって制御される。

0036

これに対して、図5に示したトレリス符号器の実施例は非組織符号を実現する。その意味は、図4の場合とは異なり、図5の実施例の出力リード34上のビットストリームはいずれも、リード33上の入力ビットストリームの複製ではないということである。図5のトレリス符号器を実現している論理回路を考察すれば分かるように、遅延素子内のビットの値は、入力ビットI1の6個の過去の値である。これにより、以下で引用する本願の発明者による米国特許仮出願に記載されたように符号が「終端(terminate)」されることが保証される。(保証はされないが、図4のトレリス符号器によって実現される符号を素早く終端させることも可能である。)符号を終端させることは、本実施例において好ましいことがあり、後述する。

0037

付録1は、コンステレーションマッパ27および28に入力されるビットがPCM導出コンステレーションの信号点にマッピングされる方法の一例を示す。コンステレーションマッパ28によって外サブコンステレーションの信号点にマッピングされるとき、ビットI1、I2、I3、I4、I5、I6およびI7の値のさまざまな組合せを、任意の方法で信号点に割り当てることが可能である。しかし、好ましい実施例では、グレイ符号化を用いて、与えられた信号点に対応するビットパターンは、隣接する信号点に対応するビットパターン全体と1ビット位置でしか異ならないようにする。外サブコンステレーションのいずれの信号点が送信されたかに関して受信器で誤りが生じた場合、識別された誤った信号点は、実際に送信された信号点に最も近いもののうちの1つであることが最も確からしい。こうして、誤って復元されたビットパターンは、送信されたものと1ビット位置でしか異ならないことになる。従って、例えば、振幅が1615.5である信号点に対応するビットパターン(すなわちビットパターン1001011)は、振幅が1679.5(1551.5)である最も近いものに対応するビットパターンとは第2(第3)ビット位置でのみ異なる。(このような1ビット誤りは、サーバ10と端末70の間の通信を支配するプロトコルによって実装される前方誤り訂正方式によって訂正することも可能である。)

0038

ビットX0、X1、I2、I3、I4およびI5の値がコンステレーションマッパ27によって内コンステレーションの信号点にマッピングされる方法に関しては、まず注意すべき点であるが、ビットI6およびI7の値は付録1に明示されているが、それらの値(常に0)は、内サブコンステレーションから信号点を選択するために使用されない。むしろ、これらのビットの値は、上記のように、内サブコンステレーション信号点を送信することによって受信器へ暗に伝えられる。従って、受信器が内サブコンステレーションの点を受信したと判断したときには、ビットI6およびI7の値は受信器でいずれも0であるとして復元される。内サブコンステレーションに対応する他のビットパターンを参照すると、従来のトレリス符号化変調に従って、信号点は、この例では4個のサブセットに分割され、各サブセットの信号点は、ビットX0およびX1の値が同じである。すなわち、X0=X1=0である信号点は1つのサブセットに属し、X0=0かつX1=1の信号点は別のサブセットに属し、などとなっている。従来の設計規準に従って、各サブセットの最小距離は最大化され、内サブコンステレーション全体の最小距離より大きい。ビットI2、I3、I4およびI5は、ビットX0およびX1によって識別されるサブセット内の特定の信号点を識別する。内サブコンステレーションに関してもグレイ符号化が利用されるが、それは与えられたサブセット内の点に関してだけである。従って、例えば、X0=X1=0であるサブセット内では、振幅が101.5の信号点に対応するビットパターン(すなわちビットパターン000101)は、そのサブセット内の振幅が123.5(85.5)である最も近い信号点に対応するビットパターンとは第2(第3)ビット位置でしか異ならない。

0039

グレイ符号化は、内サブコンステレーションと外サブコンステレーションの間の境界の信号点間(±163.5と±147.5)でも用いられる。

0040

図6に示すモデム20の代替実施例は、データレートを低くするという犠牲により、図3のものよりも大幅に高いレベルの誤り率性能を達成する。具体的には、図6の実施例は、48kbpsのデータレートで、さらに12dBのノイズ耐性を実現する。この実施例は、図3に示したものと非常に類似しているが、いくつかの変更があり、以下で説明する。まず、付録2に示した、異なるPCM導出コンステレーションを用いる。その信号点は、付録1のコンステレーションに用いたものとは異なるPCM量子化レベルからとられる。この第2のコンステレーションでは、内サブコンステレーションは同じく64個の信号点を有するが、それらの最小距離は前のものより大きく、4ではなく16である。外サブコンステレーションの信号点は32個だけである。その最小距離も同様に前のものより大きく、16ではなく64である。トレリス符号化により、内サブコンステレーションの有効最小距離は60となり、これは、外サブコンステレーションの最小距離に非常に近く、好ましい。再び、ビットはグレイ符号化される。この第2のPCM導出コンステレーションの平均パワーは、実際には、北米公衆交換電話網に対して規定される許容最大平均パワーよりわずかに大きい。このような小規模超過は許容されることがある。許容されない場合には、性能に与える影響を最小の影響のみにしながら厳密に許容限界内にPCM導出コンステレーションをおさめるように、PCM導出コンステレーションのいくつかの信号点をわずかに低い量子化レベルへとうまく調節することが可能である。

0041

図6に示した実施例の、図3の実施例との相違点としては、上記のように、ライン15上のデータビットのレートは、56kbpsではなく48kbpsである。さらに、直並列ビット変換器211の出力のリード221上の各ワードは、N=7ビットではなくN=6ビットからなる。方向選択ビットとしては1ビットのみ(ビットI6)が用いられる。その値が0のとき、ビットI1〜I5は符号化変調器371に入力され、内サブコンステレーションの信号点を最終的に指定する。ビットI6の値が1のとき、ビットI1〜I5は非符号化変調器381に入力され、外サブコンステレーションの信号点を最終的に指定することになる。

0042

図6の実施例は誤り率性能に関して非常に大幅に改善されているが、データレートのうちの8kbpsが完全に途中で犠牲にされており、この改善は、状況によっては必要以上であることがある。図7の実施例は、データレートを4kbps低下させるだけで図3の実施例より誤り率性能を6dB改善することにより、中程度の改善を実現する。実際、3つの実施例はすべて、最高ビットレートが56kbpsの単一のモデムに対して設計することが可能であるが、図7の実施例および図6の実施例は、それぞれ52kbpsおよび48kbpsのいわゆるフォールバックレートをサポートするために利用される。

0043

図7の実施例も同様に、図3の実施例と非常に類似しているが、いくつかの変更点がある。実際、3つの実施例の間の類似性により、上記で示唆したようにそれらを単一のモデム内に組み込むことが容易に、かつ費用効率よく実行される。図7の実施例のコンステレーションを付録3に示す。内サブコンステレーションは同じく64個の信号点を有し、最小距離は8である。外サブコンステレーションは同じく64個の信号点を有するが、最小距離は32である。トレリス符号化により、内サブコンステレーションの有効最小距離は30となる。また、この場合も、ビットはグレイ符号化される。(上記のように、52kbpsのレートにより、送信器内でいわゆる分数ビットレート符号化を用いることになる。これにより、本実施例では、振幅が±799.5と±831.5の信号点間でグレイ符号化違反が生じる。この小さい逸脱は、全体の性能にはほとんど無視できる影響しかなく、実用上の問題はない。)

0044

図7に示した実施例の、図3の実施例との相違点としては、上記のように、ライン15上のデータビットのレートが52kbpsである。これは、図3および図6の実施例によって提供されるビットレートが信号間隔あたりそれぞれ7ビットおよび6ビットという整数ビットレートであるのに対して、信号間隔あたり6.5ビットという分数ビットレートであることと等価である。

0045

この分数ビットレートを実現するため、I3ビットは、信号間隔のペアにわたって収集され、直並列ビット変換器212の出力(リード171上に3ビット、リード172上に5ビット、およびリード173上にさらに5ビット)において並列形式で出力される。リード171上の3ビットは、図8に示した変換テーブルに従ってリード174および175上に2個の2ビットワードを生成するために、分数ビット符号器17によって処理される。並直列ワード変換器18は、リード174上の2ビットをリード172上の5ビットと組み合わせて、各信号間隔ペアの第1信号間隔に対応する第1のN=7ビットワードをリード22上に出力した後、リード175上の2ビットをリード173上の5ビットと組み合わせて、各信号間隔ペアの第2信号間隔に対応する第2のN=7ビットワードをリード22上に出力する。

0046

図8のテーブルを参照すると、リード174および175上の各ビットペアは、3個だけの可能なビットパターン00、01、および10のうちの1つをとることができることが分かる。従って、リード22上には7ビットがあるが、27=128個のビットパターンではなく、96個のビットパターンのみが実際には現れる。さらに、それらのビットパターンのうちの32個(すなわち、I6=I7=0であるパターン)は、図3の実施例の場合と同様に、リード32上の制御信号によって符号化変調器372に入力され、残りの64個のビットパターンは非符号化変調器382に入力される。実際、上記のように、外サブコンステレーションは64個の信号点からなる。一般に、本実施例のように、分数ビット符号器の出力ビットを利用して、符号化変調器または非符号化変調器への入力ビットを選択すると有利なことが多い。その理由は、容易に確かめられるように、このアプローチは、外サブコンステレーションに必要な信号点の数を縮小し、それにより、PCM導出コンステレーション全体の与えられた有効最小距離に対して平均伝送信号パワーレベルを縮小することが可能になるためである。

0047

また、図8ビット割当て方式でもう1つの注意すべき点は、ランダムな入力データを仮定すると、ビットペア(I7,I6)の10というパターンは、他の2つのパターンよりも少なく現れる。この場合、付録3から確かめられるように、(I7,I6)に対するこの特定の値の組合せを有するビットパターンは、外サブコンステレーションの高振幅信号点を選択するために使用すると有利である。この組合せは比較的少ししか現れないため、それ以外の場合に比べて、平均伝送信号パワーが縮小するという効果が生じる。

0048

図9は、図1の受信モデム60の実施例のブロック図である。具体的には、ローカルループ58上の音声帯域アナログ信号はフロントエンド信号処理ユニット61に入力される。フロントエンド信号処理ユニット61は、自動利得制御タイミング回復、アナログ−ディジタル変換および等化のような、通常の処理を実行する。最後に2つの動作は、さらに具体的には、米国特許第5,394,437号(発行日:1995年2月28日、発明者:Ayanoglu他)および米国特許第5,578,625号(発行日:1996年1月18日、発明者:Ayanoglu他)に記載されている。処理ユニット61のリード62への出力は、チャネル障害を受けた信号点の列であり、各信号点の振幅は、8より大きい適当なビット数によって表現される。これらの信号点はサブコンステレーション判定ユニット63に入力される。サブコンステレーション判定ユニット63は、受信した各信号点ごとに、その振幅に基づいて、その信号点がいずれのサブコンステレーションに属するかを判定する。本実施例におけるサブコンステレーション間の最小距離は、PCM導出コンステレーションの各サブコンステレーションの有効最小距離以上であるため、このサブコンステレーション判定は、特定のサブコンステレーションのいずれの信号点が特定の時点に送信されたかに関して最終的になされる判定よりも信頼性が低くなることはない。

0049

サブコンステレーションを識別するサブコンステレーション判定ユニット63の出力における制御リード64上の制御信号は、スイッチ65を制御して、受信したチャネル障害を受けた信号点を、復号器66および67のうちの適当なほうへ入力する。具体的には、復号器66は、いわゆる最尤復号器(例えばビタビ復号器)からなり、5個のデータビットI1〜I5を復元し出力する。さらに、方向選択ビットI6あるいはI7の値は、本実施例では、内サブコンステレーションが使用されるときには常に0であるが、復元されたビットI1〜I5とともに、復号器66から出力される。こうして生成された連続する6ビットまたは7ビットからなるワードはそれぞれ、先入れ先出し(FIFO)バッファ76に入る。復号器67は、モデム20の非符号化変調器によって外サブコンステレーションの信号点で表されたデータビットI1〜I6(I7)の値を表す6ビットまたは7ビットのワードを復元し出力する単純なスライサからなる。こうして生成された連続する6ビットまたは7ビットからなるワードはそれぞれFIFOバッファ77に入る。

0050

もちろん、3個以上のサブコンステレーションを用いる実施例では、受信モデムも、2個だけではなく、対応する数の復号器を有することが考えられる。

0051

バッファ76および77にバッファリングされたワードは出力ストリームへとまとめられ、以下で説明するようにスイッチ68によって方向選択され、分数ビット復号器73へ送られた後、並直列ビット変換器74、デスクランブラ75を通ってリード69に出力される。送信モデムにおいて分数ビット復号器を使用しない実施例(例えば図3および図6の実施例)では、分数ビット復号器73は使用しない。

0052

スイッチ68が制御される方法は以下のとおりである。ビタビ復号法では、特定の受信信号点の値に関する判定は、連続する特定の数の信号点を受信した後にのみなされる。この信号点の数を復号深さという。本実施例で用いられるトレリス符号の場合、復号深さとしては47信号点を用いることができる。従って、最小限、リード62上に受信信号点が現れるのと、対応する復元データビットがスイッチ68に入力されるときの間に、少なくとも47信号点の遅延を設けなければならない。実際には、このような遅延を設けるため、遅延Dを有する遅延素子71を、サブコンステレーション判定ユニット63とスイッチ68の間に設け、スイッチ68が「上」と「下」の位置の間で移動するのが、スイッチ65をD個の信号間隔だけ遅延させてちょうど鏡像にしたものになるようにする。しかし、受信信号点のすべてが内サブコンステレーションからのものであるわけではない。実際、図3図6および図7の実施例では、平均でそれぞれ4分の1、2分の1、および8分の3の信号点のみが、内サブコンステレーションからのものである。従って、遅延Dを十分に大きい値に設定して、スイッチ68が「下」の位置のときに、復号器66からの出力がバッファ76でなるべく利用可能であるようにしなければならない。例えば、図3の実施例ではD=191が用いられる。この数には、192個の信号間隔にわたって、平均で48個の信号点は内サブコンステレーションからのものであり、これはビタビ復号器の所望の復号深さと同程度であるという考察によって到達する。他の実施例については、内サブコンステレーションからの信号点の平均頻度図3の場合より大きく、Dの値は、性能の損失なしに適当に小さくすることができる。いずれの場合でも、Dの値を所望の値に増大させることにより、選択したDの値によるスループット遅延が所期のアプリケーションにとって受け入れられるものである限り、バッファ76が必要なときに空である確率をさらに小さくすることが可能である。

0053

それでもなお、常に、Dの値がいかに大きくても、スイッチ68が下の位置にあるときにバッファ76が空である少しの可能性がある。この場合、復号器66からの出力が強制される。このため、復号された内サブコンステレーション信号点が必要なときにバッファ76が空であると判断された場合、復号深さ制御信号がリード78に出力され、復号器66内のビタビ復号器の現在の復号深さは、未判定の最も古い受信信号点に関する判定が直ちになされるように、縮小される。当業者には理解されるように、これは、ビタビ復号器内で現在パスメトリックが最も小さいトレリスパス上を遡り、最も古い未判定の信号点に対応する点をとることによって行われる。必要なときに復号深さを変化させることができることにより、性能をわずかに向上させるために、長めの復号深さ(例えば、47ではなく63)を用いて受信器を設計することが可能である。現在のシステムでは、この復号深さの増大は、全体の復号遅延を変化させない。

0054

スイッチ68が下の位置にあるときにバッファ76が空である確率を縮小するためには、1つの可能性は、周期的に(例えば、30信号点に1回ずつ)、入力データに応答して生成された方向選択ビット値を用いるのではなく0に強制された方向選択ビット値を用いることによって送信器が内サブコンステレーション点を使用するのを強制することである。受信器においてこの強制が起こることが知られている信号間隔においては、(a)スイッチ65は下の位置に強制され、(b)このような信号間隔中に内コンステレーション復号器で復元された方向選択ビット値は例えば並直列ビット変換器74によって捨てられる。もちろん、これは、ユーザデータのデータレートをきわめてわずかに低下させるが、誤り率性能が少し増大するという効果がある。

0055

スイッチ68が下の位置にあるときにバッファ76が空である確率を完全になくし、それによって誤り率性能をさらに増大させるには、米国特許仮出願第60/026746号(出願日:1996年9月26日)の記載に従ってトレリス符号を「終端」させると有利である。具体的には、(D+1)個の信号間隔からなるグループの最後のM個の信号間隔に対して(ただし、トレリス符号は図5の非組織形式の2M状態符号であるとする。)、(a)それらの信号間隔の信号点が内サブコンステレーションからのものであることを保証するために方向選択ビット値を0に強制し、(b)同時に、ビットI1を固定値(例えばすべて0)に強制して、受信器において、符号の最終状態が、(D+1)番目の信号間隔を受信した時点で既知となるようにする。こうして、常に、(D+1)個の信号間隔のグループ内に最低2M個の内サブコンステレーション信号点がある限り、この(D+1)個の信号間隔のグループ内に含まれる内サブコンステレーション信号点のすべての値に関する信頼性のある判定が行われる。このアプローチによれば、最大復号遅延はD個の信号間隔であることが保証され、従って、上記のように、スイッチ68が下の位置にあるときにはバッファ76は決して空でないことが保証される。受信器では、このようにして値が固定値に強制されたすべてのビットは適当に無視されるので、この場合も、誤り率性能の増大と引き替えにユーザデータのデータレートがわずかに低下する。具体的に、本実施例ではM=6であり、(D+1)個の信号間隔の間に、図3図6および図7の実施例においてこの終端手続きの使用によって損失するビット数はそれぞれ3M=18、2M=12および2.5M=15となる。これは、D=191に対するデータレートの約1パーセントの損失である。

0056

周知のように、遠端中央局50内のPCMボコーダ55内に一般に存在する帯域制限フィルタ(図示せず)が、ローカルループ58上の信号にある程度のシンボル間干渉ISI(intersymbol interference))を生じる。これは、リード25上の64kbpsのPCMディジタル信号にいわゆるスタッフィングビットを導入し、それによりその信号によって伝送することができる使用可能な「ペイロード」を減らすことによって対処することができる。さらに、これにより、サーバ10によって供給されるデータをサポート可能なデータレートが低下する。例えば、スタッフィングビットレートが8kbpsである場合、使用可能なペイロードは56kbpsである。本実施例で用いたPCM導出コンステレーションの各信号点は8ビットによって表されるため、並直列ビット変換器31への入力は毎秒7k個の信号点というレートに制限される。例えば図3の実施例では各信号点は7個のユーザデータビットを表すため、ライン15上でサポート可能なデータレートは56kbpsではなく49kbpsとなる。もちろん、このISIを保証するために他のアプローチをとる場合には、64kbpsを完全にペイロードに使用することも可能である。同様の考察は図6および図7の実施例にも当てはまる

0057

上記の説明は、コンピュータサーバからエンドユーザ端末への「ダウンストリーム」通信に関するものである。ダウンストリーム方向で達成される高いデータレートでPCM導出コンステレーションを用いて、逆の「アップストリーム」方向の通信を実現するのはさらに困難な問題である。その理由は、ローカルループ58はアナログラインであり、その損失およびその他の特性は未知であるためである。従って、このような高いレートでPCM導出コンステレーションを用いるためには、ローカルループ58を通じて中央局50によって受信される信号のアナログレベルをPCM導出コンステレーションの量子化レベルと整合させ、量子化後に、その信号が、PCM導出コンステレーションを構成する所望のレベルに近いレベルへと量子化されるようにするための何らかのメカニズムが要求される。

0058

しかし、そのような信頼性のあるメカニズムは現在のところ利用可能であるとは思われない。従って、アップストリーム通信については、現在のところ、低いデータレートしかサポートすることができない。いずれにしても、これは、上記のように例えばワールドワイドウェブアクセスアプリケーションでは問題ではない。低いデータレートは、例えば、本発明のサブコンステレーションのアプローチを用いるか否かにかかわらず、PCM導出コンステレーションを用いることによってサポート可能である。その理由は、低いデータレートは、コンステレーションが少数の信号点しか有しないことを意味し、従って、コンステレーションあるいはサブコンステレーションがより大きい最小距離を有することを意味するからである。こうして、上記の整合を実現することができないために無視し得ないレベルの量子化ノイズが生じるにもかかわらず、PCM導出コンステレーションの信号点の分離が大きいために、正確なデータ伝送および復元が可能となる。別の可能性は、アップストリーム方向に、V.34のような従来のアナログモデム信号方式を使用することである。このような方式に従って、中央局は、ネットワーク40から受信した8ビットPCMワードをモデム20へ送る。コンピュータ10はディジタルサービス加入しているため、この中央局の動作は通常のものである。その後、モデム20は、中央局30から受信した8ビットPCMワードを、μ則またはA則の変換を用いて例えば13ビットワードに単に変換してから、従来のV.34プロトコルを用いて送信データを復元する。

0059

以上の説明は、本発明の原理の単なる例示である。従って、例えば、当業者には明らかなように、図面のブロック図は、本発明の原理を実現する例示的な回路概念的表示である。図示したさまざまな要素の機能は、好ましい実施例では、個別のハードウェア要素よりはむしろ、1つあるいは複数のプログラムされたプロセッサディジタル信号プロセッサ(DSP)チップなどによって実装される。従って、特許請求の範囲においては、特定の機能を実行する手段として表現された構成は、例えば、(a)その機能を実行する回路要素の組合せ、または、(b)任意の形式の(従って、ファームウェアマイクロコードなどを含む)のソフトウェアと、当該機能を実現するためにそのソフトウェアを実行する適当な回路の組合せなど、その機能を実行する任意の手段を包含する。

0060

同様に、図示したスイッチは単に概念的なものである。その機能は一般にプログラム論理の動作によって実行される。具体的には、スイッチ68の動作に関する上記の動作を実現する1つの方法は、(a)遅延素子71を除去し、(b)D個の信号間隔の間、データを格納することが可能な先入れ先出しバッファとしてバッファ77を構成することである。リード64上の信号が外サブコンステレーションからの信号点の受信を示しているときに、復号器67の出力はバッファ77に入力される。リード64上の信号が内サブコンステレーションからの信号点の受信を示しているときには、不正なデータ、すなわち、復号器67によって決して生成されない値を有するデータがバッファ77に挿入される。データがバッファ77から読み出されると、そのデータが正当な値である場合には、分数ビット復号器73に(あるいは、復号器73が用いられない場合は並直列ビット変換器74に)入力される。バッファ77の出力で不正な値に遭遇すると、その代わりにバッファ76からデータが取り出され、復号器73(あるいは変換器74)に入力されるストリーム内の不正データを置き換える。

0061

送信された信号点がチャネル内のノイズあるいはその他の障害によってもとの値から十分に変位し、サブコンステレーション判定ユニット63は、送信された点が内サブコンステレーションまたは外サブコンステレーションのいずれからのものかに関して誤る可能性がある。このような事象はビタビ復号器66の動作に関して重大な結果を引き起こすと考えられるかもしれない。しかし、実際には、送信された内サブコンステレーション信号点が受信モデムにおいて外サブコンステレーション信号点として誤って処理される場合、ビタビ復号器における最尤復号プロセスの結果として最も可能性が高いのは、誤って復号されるのは数個の信号点のみであるというものである。また、バッファ76の出力は、あるべきはずのものより少ない信号点を有することになるが、それを置き換えるデータはバッファ77によって供給される。従って、スイッチ68に供給されるデータは正しくないが、全体として出力ビットストリームに関して同期の損失はない。送信された外サブコンステレーション信号点が受信モデムにおいて内サブコンステレーション信号点として誤って処理される場合にも同様の考察が当てはまる。

0062

必要であれば、方向選択ビットに別の固有誤り訂正符号を適用し、そのような符号の出力を用いて方向選択機能を制御することも可能である。これは、受信器において、ある一定の内(外)サブコンステレーション信号点列しか現れないことを意味し、従ってそれにより、誤り訂正復号プロセスを通じて、内(外)サブコンステレーション判定の誤り率を小さくすることができる。しかし、このようなアプローチは、データスループットに重大な影響を与えるため、あまり好ましくはないと考えられる。内(外)サブコンステレーション判定の誤り率を小さくする好ましい方法は、必要であれば、単に内サブコンステレーションと外サブコンステレーションをさらに分離するような方法でPCM導出コンステレーションを配置することである。

0063

図1のいくつかの信号パス(例えば、25、35および45)は、単一の64kbpsストリームのみを伝送するように図示されているが、これもまた概念的表示である。当業者には理解されるように、このようなパスは、複数の多重化された64kbpsストリームをサポートする大容量信号パスであって、各ストリームが送信モデム20からの上記の信号ストリームであるようなものであることが多い。

0064

必要であれば、いわゆる相関ノイズバースト性ノイズを含む)に対する全体的なシステムの耐性を高めるために、既知の設計の信号点インタリーバを並直列ビット変換器31の前に挿入するとともに、対応する信号点でインタリーバをフロントエンド信号処理ユニット61の後に挿入することが可能である。このようなインタリーバおよびデインタリーバは、例えば米国特許第5,056,112(発行日:1991年10月8日、発明者:本願と同一)に記載されたような一般的なものでよい。

0065

PCM導出コンステレーションの設計には、既存の電話網にあるさまざまなファクタを考慮に入れることが可能である。例えば、旧式の伝送設備にはいわゆる「ビットロビング(bit robbing)」を利用しているものがある。これにより、実際上、受信信号点が、PCM導出コンステレーション内のもとの位置から変位する。この効果は上記のコンステレーション設計では考慮に入れていないが、この変位が符号化変調方式全体の誤り訂正能力の範囲内に入るようにコンステレーションを設計することによって考慮に入れることができる。

0066

本実施例で用いたトレリス符号化変調は、特定の64状態符号を用いた1次元トレリス符号化変調である。しかし、本発明は、別のトレリス符号や、2次元以上(多次元)符号化変調を用いて実装することも可能である。周知のように、多次元変調は、それぞれのいわゆるチャネルシンボルを、別個に送信される1次元あるいは2次元(例えばQAM)の信号点の連続として表現することによって実装される。2次元の場合は、振幅および位相を有する複素数値として表現される。

0067

多次元の場合についてさらに具体的には、送信器内の変調器に入力されるいわゆる「ワード」は一般に、いくつかの信号間隔にわたって受信されたビットをまとめることによって形成される。例えば、4次元符号化方式で本発明を実装する場合、変調器のうちの1つに入力するワードを形成するために、4個の信号間隔にわたって受信されるビットをまとめる。これを行う好ましい方法は、送信器の直並列ビット変換器(あるいは並直列ワード変換器)の各出力を各信号間隔ごとに検査することである。内サブコンステレーションを選択する方向選択ビット値が現れたら、その出力を他の同様の出力と、この例では4個のそのような出力が集まるまで組み合わせ、その時点で得られたワードを符号化変調器に入力し、4次元のいわゆる「4個の1次元信号点からなるシンボル」を選択する。外サブコンステレーションを選択する方向選択ビット値が現れたら、前のように、外サブコンステレーション信号点を選択する。受信器においてもとのデータの順序を正しく再現することができるためには、4次元シンボルを構成する信号点は、外サブコンステレーションから選択される信号点と適切に組み合わせられる。

0068

送信モデムと受信モデムが異なる国にある(例えば、一方では電話網でμ則符号化を使用し、他方ではA則符号化を使用している)可能性もある。本発明の最適な実装は、チャネルの受信端で使用されている符号化の種類に基づいたPCM導出コンステレーションを使用することである。こうして、このような国際通信を考える場合、送信モデムは、μ則あるいはA則のいずれの符号化に基づいたPCM導出コンステレーションを用いても、送信データを符号化することが可能である。例えば、エンドユーザ端末70がコネクションの設定を開始する場合、モデム20において、発信国は、いわゆるANIとして送信される発信電話番号に含まれる国コードから識別することができる。当業者であれば、受信モデムが位置する国を識別する方法を提供することも可能であり、それにより、μ則あるいはA則のいずれのPCM導出コンステレーションを使用すべきかを判断することが可能となる。

0069

[付録1]
I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1/X1 X0信号点の振幅
----------------------------------------------------
(非符号化96−PAM外サブコンステレーションの正の部分)
1 0 0 1 0 0 1 - 1,679.5
1 0 0 1 0 1 1 - 1,615.5
1 0 0 1 1 1 1 - 1,551.5
1 0 0 1 1 0 1 - 1,487.5
1 0 0 0 1 0 1 - 1,423.5
1 0 0 0 1 1 1 - 1,359.5
1 0 0 0 0 1 1 - 1,295.5
1 0 0 0 0 0 1 - 1,231.5
1 0 1 0 0 0 1 - 1,167.5
1 0 1 0 0 1 1 - 1,103.5
1 0 1 0 1 1 1 - 1,039.5
1 0 1 0 1 0 1 - 991.5
1 0 1 1 1 0 1 - 959.5
1 0 1 1 1 1 1 - 927.5
1 0 1 1 0 1 1 - 895.5
1 0 1 1 0 0 1 - 863.5
1 1 1 1 0 0 1 - 831.5
1 1 1 1 0 1 1 - 799.5
1 1 1 1 1 1 1 - 767.5
1 1 1 1 1 0 1 - 735.5
1 1 1 0 1 0 1 - 703.5
1 1 1 0 1 1 1 - 671.5
1 1 1 0 0 1 1 - 639.5
1 1 1 0 0 0 1 - 607.5
1 1 0 0 0 0 1 - 575.5
1 1 0 0 0 1 1 - 543.5
1 1 0 0 1 1 1 - 511.5
1 1 0 0 1 0 1 - 487.5
1 1 0 1 1 0 1 - 471.5
1 1 0 1 1 1 1 - 455.5
1 1 0 1 0 1 1 - 439.5
1 1 0 1 0 0 1 - 423.5
0 1 0 1 0 0 1 - 407.5
0 1 0 1 0 1 1 - 391.5
0 1 0 1 1 1 1 - 375.5
0 1 0 1 1 0 1 - 359.5
0 1 0 0 1 0 1 - 343.5
0 1 0 0 1 1 1 - 327.5
0 1 0 0 0 1 1 - 311.5
0 1 0 0 0 0 1 - 295.5
0 1 1 0 0 0 1 - 279.5
0 1 1 0 0 1 1 - 263.5
0 1 1 0 1 1 1 - 247.5
0 1 1 0 1 0 1 - 227.5
0 1 1 1 1 0 1 - 211.5
0 1 1 1 1 1 1 - 195.5
0 1 1 1 0 1 1 - 179.5
0 1 1 1 0 0 1 - 163.5
----------------------------------------------------
(符号化64−PAM内サブコンステレーション)
0 0 1 1 0 0 1 1 147.5
0 0 0 1 0 0 1 0 139.5
0 0 1 1 0 0 0 1 131.5
0 0 0 1 0 0 0 0 123.5
0 0 1 1 0 1 1 1 115.5
0 0 0 1 0 1 1 0 109.5
0 0 1 1 0 1 0 1 105.5
0 0 0 1 0 1 0 0 101.5
0 0 1 1 1 1 1 1 97.5
0 0 0 1 1 1 1 0 93.5
0 0 1 1 1 1 0 1 89.5
0 0 0 1 1 1 0 0 85.5
0 0 1 1 1 0 1 1 81.5
0 0 0 1 1 0 1 0 77.5
0 0 1 1 1 0 0 1 73.5
0 0 0 1 1 0 0 0 69.5
0 0 1 0 1 0 1 1 65.5
0 0 0 0 1 0 1 0 61.5
0 0 1 0 1 0 0 1 57.5
0 0 0 0 1 0 0 0 53.5
0 0 1 0 1 1 1 1 46.5
0 0 0 0 1 1 1 0 42.5
0 0 1 0 1 1 0 1 38.5
0 0 0 0 1 1 0 0 34.5
0 0 1 0 0 1 1 1 30.5
0 0 0 0 0 1 1 0 26.5
0 0 1 0 0 1 0 1 22.5
0 0 0 0 0 1 0 0 18.5
0 0 1 0 0 0 1 1 14.0
0 0 0 0 0 0 1 0 10.0
0 0 1 0 0 0 0 1 6.0
0 0 0 0 0 0 0 0 2.0
0 0 0 0 0 0 1 1 -2.0
0 0 1 0 0 0 1 0 -6.0
0 0 0 0 0 0 0 1 -10.0
0 0 1 0 0 0 0 0 -14.0
0 0 0 0 0 1 1 1 -18.5
0 0 1 0 0 1 1 0 -22.5
0 0 0 0 0 1 0 1 -26.5
0 0 1 0 0 1 0 0 -30.5
0 0 0 0 1 1 1 1 -34.5
0 0 1 0 1 1 1 0 -38.5
0 0 0 0 1 1 0 1 -42.5
0 0 1 0 1 1 0 0 -46.5
0 0 0 0 1 0 1 1 -53.5
0 0 1 0 1 0 1 0 -57.5
0 0 0 0 1 0 0 1 -61.5
0 0 1 0 1 0 0 0 -65.5
0 0 0 1 1 0 1 1 -69.5
0 0 1 1 1 0 1 0 -73.5
0 0 0 1 1 0 0 1 -77.5
0 0 1 1 1 0 0 0 -81.5
0 0 0 1 1 1 1 1 -85.5
0 0 1 1 1 1 1 0 -89.5
0 0 0 1 1 1 0 1 -93.5
0 0 1 1 1 1 0 0 -97.5
0 0 0 1 0 1 1 1 -101.5
0 0 1 1 0 1 1 0 -105.5
0 0 0 1 0 1 0 1 -109.5
0 0 1 1 0 1 0 0 -115.5
0 0 0 1 0 0 1 1 -123.5
0 0 1 1 0 0 1 0 -131.5
0 0 0 1 0 0 0 1 -139.5
0 0 1 1 0 0 0 0 -147.5
----------------------------------------------------
(非符号化96−PAM外サブコンステレーションの負の部分)
0 1 1 1 0 0 0 - -163.5
0 1 1 1 0 1 0 - -179.5
0 1 1 1 1 1 0 - -195.5
0 1 1 1 1 0 0 - -211.5
0 1 1 0 1 0 0 - -227.5
0 1 1 0 1 1 0 - -247.5
0 1 1 0 0 1 0 - -263.5
0 1 1 0 0 0 0 - -279.5
0 1 0 0 0 0 0 - -295.5
0 1 0 0 0 1 0 - -311.5
0 1 0 0 1 1 0 - -327.5
0 1 0 0 1 0 0 - -343.5
0 1 0 1 1 0 0 - -359.5
0 1 0 1 1 1 0 - -375.5
0 1 0 1 0 1 0 - -391.5
0 1 0 1 0 0 0 - -407.5
1 1 0 1 0 0 0 - -423.5
1 1 0 1 0 1 0 - -439.5
1 1 0 1 1 1 0 - -455.5
1 1 0 1 1 0 0 - -471.5
1 1 0 0 1 0 0 - -487.5
1 1 0 0 1 1 0 - -511.5
1 1 0 0 0 1 0 - -543.5
1 1 0 0 0 0 0 - -575.5
1 1 1 0 0 0 0 - -607.5
1 1 1 0 0 1 0 - -639.5
1 1 1 0 1 1 0 - -671.5
1 1 1 0 1 0 0 - -703.5
1 1 1 1 1 0 0 - -735.5
1 1 1 1 1 1 0 - -767.5
1 1 1 1 0 1 0 - -799.5
1 1 1 1 0 0 0 - -831.5
1 0 1 1 0 0 0 - -863.5
1 0 1 1 0 1 0 - -895.5
1 0 1 1 1 1 0 - -927.5
1 0 1 1 1 0 0 - -959.5
1 0 1 0 1 0 0 - -991.5
1 0 1 0 1 1 0 - -1,039.5
1 0 1 0 0 1 0 - -1,103.5
1 0 1 0 0 0 0 - -1,167.5
1 0 0 0 0 0 0 - -1,231.5
1 0 0 0 0 1 0 - -1,295.5
1 0 0 0 1 1 0 - -1,359.5
1 0 0 0 1 0 0 - -1,423.5
1 0 0 1 1 0 0 - -1,487.5
1 0 0 1 1 1 0 - -1,551.5
1 0 0 1 0 1 0 - -1,615.5
1 0 0 1 0 0 0 - -1,679.5

0070

[付録2]
I6 I5 I4 I3 I2 I1/X1 X0信号点の振幅
-----------------------------------------------
(非符号化32−PAM外サブコンステレーションの正の部分)
1 0 1 0 0 1 - 1,615.5
1 0 1 0 1 1 - 1,551.5
1 0 1 1 1 1 - 1,487.5
1 0 1 1 0 1 - 1,423.5
1 0 0 1 0 1 - 1,359.5
1 0 0 1 1 1 - 1,295.5
1 0 0 0 1 1 - 1,231.5
1 0 0 0 0 1 - 1,167.5
1 1 0 0 0 1 - 1,103.5
1 1 0 0 1 1 - 991.5
1 1 0 1 1 1 - 927.5
1 1 0 1 0 1 - 863.5
1 1 1 1 0 1 - 799.5
1 1 1 1 1 1 - 735.5
1 1 1 0 1 1 - 671.5
1 1 1 0 0 1 - 607.5
-----------------------------------------------
(符号化64−PAM内サブコンステレーション)
0 1 1 0 0 1 1 543.5
0 0 1 0 0 1 0 511.5
0 1 1 0 0 0 1 487.5
0 0 1 0 0 0 0 471.5
0 1 1 0 1 1 1 455.5
0 0 1 0 1 1 0 439.5
0 1 1 0 1 0 1 423.5
0 0 1 0 1 0 0 407.5
0 1 1 1 1 1 1 391.5
0 0 1 1 1 1 0 375.5
0 1 1 1 1 0 1 359.5
0 0 1 1 1 0 0 343.5
0 1 1 1 0 1 1 327.5
0 0 1 1 0 1 0 311.5
0 1 1 1 0 0 1 295.5
0 0 1 1 0 0 0 279.5
0 1 0 1 0 1 1 263.5
0 0 0 1 0 1 1 235.5
0 1 0 1 0 0 1 219.5
0 0 0 1 0 0 0 203.5
0 1 0 1 1 1 1 187.5
0 0 0 1 1 1 0 171.5
0 1 0 1 1 0 1 155.5
0 0 0 1 1 0 0 139.5
0 1 0 0 1 1 1 123.5
0 0 0 0 1 1 0 105.5
0 1 0 0 1 0 1 89.5
0 0 0 0 1 0 0 73.5
0 1 0 0 0 1 1 57.5
0 0 0 0 0 1 0 40.5
0 1 0 0 0 0 1 24.5
0 0 0 0 0 0 0 8.0
0 0 0 0 0 1 1 -8.0
0 1 0 0 0 1 0 -24.5
0 0 0 0 0 0 1 -40.5
0 1 0 0 0 0 0 -57.5
0 0 0 0 1 1 1 -73.5
0 1 0 0 1 1 0 -89.5
0 0 0 0 1 0 1 -105.5
0 1 0 0 1 0 0 -123.5
0 0 0 1 1 1 1 -139.5
0 1 0 1 1 1 0 -155.5
0 0 0 1 1 0 1 -171.5
0 1 0 1 1 0 0 -187.5
0 0 0 1 0 1 1 -203.5
0 1 0 1 0 1 0 -219.5
0 0 0 1 0 0 0 -235.5
0 1 0 1 0 0 0 -263.5
0 0 1 1 0 1 1 -279.5
0 1 1 1 0 1 0 -295.5
0 0 1 1 0 0 1 -311.5
0 1 1 1 0 0 0 -327.5
0 0 1 1 1 1 1 -343.5
0 1 1 1 1 1 0 -359.5
0 0 1 1 1 0 1 -375.5
0 1 1 1 1 0 0 -391.5
0 0 1 0 1 1 1 -407.5
0 1 1 0 1 1 0 -423.5
0 0 1 0 1 0 1 -439.5
0 1 1 0 1 0 0 -455.5
0 0 1 0 0 1 1 -471.5
0 1 1 0 0 1 0 -487.5
0 0 1 0 0 0 1 -511.5
0 1 1 0 0 0 0 -543.5
-----------------------------------------------
(非符号化32−PAM外サブコンステレーションの負の部分)
1 1 1 0 0 0 - -607.5
1 1 1 0 1 0 - -671.5
1 1 1 1 1 0 - -735.5
1 1 1 1 0 0 - -799.5
1 1 0 1 0 0 - -863.5
1 1 0 1 1 0 - -927.5
1 1 0 0 1 0 - -991.5
1 1 0 0 0 0 - -1,103.5
1 0 0 0 0 0 - -1,167.5
1 0 0 0 1 0 - -1,231.5
1 0 0 1 1 0 - -1,295.5
1 0 0 1 0 0 - -1,359.5
1 0 1 1 0 0 - -1,423.5
1 0 1 1 1 0 - -1,487.5
1 0 1 0 1 0 - -1,551.5
1 0 1 0 0 0 - -1,615.5

0071

[付録3]
I7 I6 I5 I4 I3 I2 I1/X1 X0信号点の振幅
----------------------------------------------------
(非符号化64−PAM外サブコンステレーションの正の部分)
1 0 1 1 0 0 1 - 1,615.5
1 0 1 1 0 1 1 - 1,551.5
1 0 1 1 1 1 1 - 1,487.5
1 0 1 1 1 0 1 - 1,423.5
1 0 1 0 1 0 1 - 1,359.5
1 0 1 0 1 1 1 - 1,295.5
1 0 1 0 0 1 1 - 1,231.5
1 0 1 0 0 0 1 - 1,167.5
1 0 0 0 0 0 1 - 1,103.5
1 0 0 0 0 1 1 - 1,039.5
1 0 0 0 1 1 1 - 991.5
1 0 0 0 1 0 1 - 959.5
1 0 0 1 1 0 1 - 927.5
1 0 0 1 1 1 1 - 895.5
1 0 0 1 0 1 1 - 863.5
1 0 0 1 0 0 1 - 831.5
0 1 0 1 0 0 1 - 799.5
0 1 0 1 0 1 1 - 767.5
0 1 0 1 1 1 1 - 735.5
0 1 0 1 1 0 1 - 703.5
0 1 0 0 1 0 1 - 671.5
0 1 0 0 1 1 1 - 639.5
0 1 0 0 0 1 1 - 607.5
0 1 0 0 0 0 1 - 575.5
0 1 1 0 0 0 1 - 543.5
0 1 1 0 0 1 1 - 511.5
0 1 1 0 1 1 1 - 471.5
0 1 1 0 1 0 1 - 439.5
0 1 1 1 1 0 1 - 407.5
0 1 1 1 1 1 1 - 375.5
0 1 1 1 0 1 1 - 343.5
0 1 1 1 0 0 1 - 311.5
----------------------------------------------------
(符号化64−PAM内サブコンステレーション)
0 0 1 1 0 0 1 1 279.5
0 0 0 1 0 0 1 0 263.5
0 0 1 1 0 0 0 1 247.5
0 0 0 1 0 0 0 0 235.5
0 0 1 1 0 1 1 1 227.5
0 0 0 1 0 1 1 0 219.5
0 0 1 1 0 1 0 1 211.5
0 0 0 1 0 1 0 0 203.5
0 0 1 1 1 1 1 1 195.5
0 0 0 1 1 1 1 0 187.5
0 0 1 1 1 1 0 1 179.5
0 0 0 1 1 1 0 0 171.5
0 0 1 1 1 0 1 1 163.5
0 0 0 1 1 0 1 0 155.5
0 0 1 1 1 0 0 1 147.5
0 0 0 1 1 0 0 0 139.5
0 0 1 0 1 0 1 1 131.5
0 0 0 0 1 0 1 0 123.5
0 0 1 0 1 0 0 1 109.5
0 0 0 0 1 0 0 0 101.5
0 0 1 0 1 1 1 1 93.5
0 0 0 0 1 1 1 0 85.5
0 0 1 0 1 1 0 1 77.5
0 0 0 0 1 1 0 0 69.5
0 0 1 0 0 1 1 1 61.5
0 0 0 0 0 1 1 0 53.5
0 0 1 0 0 1 0 1 44.5
0 0 0 0 0 1 0 0 36.5
0 0 1 0 0 0 1 1 28.5
0 0 0 0 0 0 1 0 20.5
0 0 1 0 0 0 0 1 12.0
0 0 0 0 0 0 0 0 4.0
0 0 0 0 0 0 1 1 -4.0
0 0 1 0 0 0 1 0 -12.0
0 0 0 0 0 0 0 1 -20.5
0 0 1 0 0 0 0 0 -28.5
0 0 0 0 0 1 1 1 -36.5
0 0 1 0 0 1 1 0 -44.5
0 0 0 0 0 1 0 1 -53.5
0 0 1 0 0 1 0 0 -61.5
0 0 0 0 1 1 1 1 -69.5
0 0 1 0 1 1 1 0 -77.5
0 0 0 0 1 1 0 1 -85.5
0 0 1 0 1 1 0 0 -93.5
0 0 0 0 1 0 1 1 -101.5
0 0 1 0 1 0 1 0 -109.5
0 0 0 0 1 0 0 1 -123.5
0 0 1 0 1 0 0 0 -131.5
0 0 0 1 1 0 1 1 -139.5
0 0 1 1 1 0 1 0 -147.5
0 0 0 1 1 0 0 1 -155.5
0 0 1 1 1 0 0 0 -163.5
0 0 0 1 1 1 1 1 -171.5
0 0 1 1 1 1 1 0 -179.5
0 0 0 1 1 1 0 1 -187.5
0 0 1 1 1 1 0 0 -195.5
0 0 0 1 0 1 1 1 -203.5
0 0 1 1 0 1 1 0 -211.5
0 0 0 1 0 1 0 1 -219.5
0 0 1 1 0 1 0 0 -227.5
0 0 0 1 0 0 1 1 -235.5
0 0 1 1 0 0 1 0 -247.5
0 0 0 1 0 0 0 1 -263.5
0 0 1 1 0 0 0 0 -279.5
----------------------------------------------------
(非符号化64−PAM外サブコンステレーションの負の部分)
0 1 1 1 0 0 0 - -311.5
0 1 1 1 0 1 0 - -343.5
0 1 1 1 1 1 0 - -375.5
0 1 1 1 1 0 0 - -407.5
0 1 1 0 1 0 0 - -439.5
0 1 1 0 1 1 0 - -471.5
0 1 1 0 0 1 0 - -511.5
0 1 1 0 0 0 0 - -543.5
0 1 0 0 0 0 0 - -575.5
0 1 0 0 0 1 0 - -607.5
0 1 0 0 1 1 0 - -639.5
0 1 0 0 1 0 0 - -671.5
0 1 0 1 1 0 0 - -703.5
0 1 0 1 1 1 0 - -735.5
0 1 0 1 0 1 0 - -767.5
0 1 0 1 0 0 0 - -799.5
1 0 0 1 0 0 0 - -831.5
1 0 0 1 0 1 0 - -863.5
1 0 0 1 1 1 0 - -895.5
1 0 0 1 1 0 0 - -927.5
1 0 0 0 1 0 0 - -959.5
1 0 0 0 1 1 0 - -991.5
1 0 0 0 0 1 0 - -1,039.5
1 0 0 0 0 0 0 - -1,103.5
1 0 1 0 0 0 0 - -1,167.5
1 0 1 0 0 1 0 - -1,231.5
1 0 1 0 1 1 0 - -1,295.5
1 0 1 0 1 0 0 - -1,359.5
1 0 1 1 1 0 0 - -1,423.5
1 0 1 1 1 1 0 - -1,487.5
1 0 1 1 0 1 0 - -1,551.5
1 0 1 1 0 0 0 - -1,615.5

発明の効果

0072

以上述べたごとく、本発明によれば、大きい符号化利得を達成する方法で、PCM導出コンステレーションでトレリス符号化変調を使用することが可能となる。本発明は、全体として、与えられたデータレートおよび与えられた平均パワー制約に対して、PCM導出コンステレーションの信号点間のいわゆる有効最小距離を増大させることにより、同等のパフォーマンスのレベルで従来達成可能であったよりもデータレートを増大させることができる。

図面の簡単な説明

0073

図1本発明の原理を実現する通信システムのブロック図である。
図2本発明によって使用される例示的なPCM導出信号コンステレーションが従来のPCMボコーダ量子化レベルから導出される状況を示す図である。
図3図1の通信システムで用いられる送信モデムの第1実施例のブロック図である。
図4図3のモデムで使用されるトレリス符号器の実施例の図である。
図5図3のモデムで使用されるトレリス符号器の実施例の図である。
図6図1の通信システムで用いられる送信モデムの代替実施例の図である。
図7図1の通信システムで用いられる送信モデムの代替実施例の図である。
図8図7の実施例で用いられる分数ビット符号器の動作を定義するテーブルを表す図である。
図9図1の通信システムで用いられる受信モデムの実施例のブロック図である。

--

0074

10コンピュータサーバ
17分数ビット符号器
18並直列ワード変換器
19スクランブラ
20送信モデム
21直並列ビット変換器
211 直並列ビット変換器
23ORゲート
24 スイッチ
25ディジタルライン
26レート1/2トレリス符号器
27 内サブコンステレーションマッパ
28 外サブコンステレーションマッパ
29 スイッチ
30 近端中央局
31 並直列ビット変換器
32制御リード
35トランク
37符号化変調器
371 符号化変調器
38 非符号化変調器
40電話網
45 トランク
50遠端中央局
55PCMボコーダ
58アナログローカルループ
60受信モデム
61フロントエンド信号処理ユニット
63 サブコンステレーション判定ユニット
65 スイッチ
66復号器
67 復号器
68 スイッチ
70エンドユーザ端末
71遅延素子
73 分数ビット復号器
74 並直列ビット変換器
75デスクランブラ
76FIFOバッファ
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