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技術 パルス式交流高電圧電源

出願人 株式会社ハイデン研究所
発明者 松永浩一
出願日 1996年9月26日 (24年8ヶ月経過) 出願番号 1996-273947
公開日 1998年4月24日 (23年1ヶ月経過) 公開番号 1998-108480
状態 特許登録済
技術分野 インバータ装置
主要キーワード 周波数調整器 高圧スイッチング パルス発生源 機械的寿命 リング状コア 負荷電流波形 正負非対称 高電圧直流電源
関連する未来課題
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この項目の情報は公開日時点(1998年4月24日)のものです。
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図面 (20)

課題

正負パルス高電圧立ち上がり立ち下がり特性の改善及び高速化を図る。高電圧に対する内部回路の耐圧を高める。

解決手段

電圧発生部とアースとの間に、n個のFET直列接続した第1組のスイッチング部SW1と第2組のスイッチング部SW2と第3組のスイッチング部SW3とを直列接続し、第1組のスイッチング部SW1と第2組のスイッチング部SW2との接続点負荷Rに接続し、負電圧発生部と負荷Rとの間に第4組のスイッチング部SW4を接続する。4組のスイッチング部に対応して、n個のトロイダルコイルTC−1〜TC−nによる4組のコイル列L1・L2・L3・L4を設け、n個のトロイダルコイルを貫通する制御線CL1・CL2・CL3・CL4により各組毎にn個のトロイダルコイルの巻線に同時にパルス電流を流して、4組のFETを所定の順序オンオフする。

概要

背景

従来、高電圧放電させるコロナ放電装置プラズマ発生装置等では、放電電極正負交流高電圧印加する方法として、一般に高圧トランスを使用して昇圧していた。しかし、高電圧にするにはトランス二次巻線ターン数を多くする必要があり、二次側の浮遊容量がターン数に比例して増えるため、図31の(A)のようにトランスの一次側にパルス信号を入力した場合、二次巻線の浮遊容量のため同図の(B)に示すように出力電圧立ち上がり立ち下がり波形入力信号波形と同じにならず、減衰して遅れてしまう欠点があった。

また、二次巻線数が多いため、負荷静電容量Cが大きい場合、負荷の両端間電圧波形は、静電容量Cに影響されて同図の(C)に示すように、(B)の波形よりも立ち上がり・立ち下がりが更に悪くなってしまうことと、立ち上がり・立ち下がり時に発生する充放電電流も同図(D)のように小さくなってしまうことと、トランスの二次巻線のインダクタンスLと静電容量Cとの結合により、ある周波数共振現象を生ずる欠点があった。

他の従来の方法として、高電圧直流電源スパークギャップを設けた回転板とを用い、回転板に直流高電圧を印加してスパークギャップ間で強制的にスパークさせることで、高電圧パルス信号を得る方法がある。しかし、この方法では、高速化できないことと、機械的寿命が短いなどの欠点がある。

概要

正負のパルス高電圧の立ち上がり・立ち下がり特性の改善及び高速化を図る。高電圧に対する内部回路の耐圧を高める。

電圧発生部とアースとの間に、n個のFET直列接続した第1組のスイッチング部SW1と第2組のスイッチング部SW2と第3組のスイッチング部SW3とを直列接続し、第1組のスイッチング部SW1と第2組のスイッチング部SW2との接続点を負荷Rに接続し、負電圧発生部と負荷Rとの間に第4組のスイッチング部SW4を接続する。4組のスイッチング部に対応して、n個のトロイダルコイルTC−1〜TC−nによる4組のコイル列L1・L2・L3・L4を設け、n個のトロイダルコイルを貫通する制御線CL1・CL2・CL3・CL4により各組毎にn個のトロイダルコイルの巻線に同時にパルス電流を流して、4組のFETを所定の順序オンオフする。

目的

本発明の課題は、第1には、放電電極等に印加する正負のパルス高電圧の立ち上がり・立ち下がり特性を良くすること、第2には、動作の高速化を図ること、第3には、正負のパルス高電圧を発生させても内部回路の耐圧を充分に確保できるようにすること、第4には、正負のパルス高電圧の発生周期態様を容易に調整できるようにすること、第5には、正極性又は負極性の一方の極性電圧を調整しても他方の極性が影響されないようにすることにある。

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

正の直流高電圧を発生する正電圧発生部と、負の直流高電圧を発生する負電圧発生部と、それぞれ複数の半導体スイッチング素子直列結合して組にした第1、第2、第3及び第4の4組のスイッチング部と、これら各組のスイッチング部の半導体スイッチング素子を組毎にパルス信号オンオフさせるドライブ回路とを有し、前記正電圧発生部とアースとの間に、第1組のスイッチング部と第2組のスイッチング部と第3組のスイッチング部とを直列接続し、第1組のスイッチング部と第2組のスイッチング部との接続点負荷に接続して、第1組のスイッチング部がオンになったとき前記正電圧発生部の正電圧が負荷に印加され、また前記負電圧発生部と負荷との間に第4のスイッチング部を接続して、該第4組のスイッチング部がオンになったとき負電圧発生部の負電圧が負荷に印加されるようにし、前記ドライブ回路は、前記半導体スイッチング素子を各トロイダルコイル巻線に流れるパルス信号によりオンするものであって、そのトロイダルコイルを4組のスイッチング部にそれぞれ対応して4組有し、前記第1組のスイッチング部の半導体スイッチング素子を同時にオンにして負荷に正電圧が印加された後、負荷にチャージされた正の電荷が、第2組、第3組のスイッチング部の半導体スイッチング素子又はこれらに並列接続されたダイオードを介してアースに至る回路によってディスチャージされ、次に、前記第4組のスイッチング部の半導体スイッチング素子をオンにして負荷に負電圧が印加された後、負荷にチャージされた負の電荷が、アースから第3組、第2組のスイッチング部の半導体スイッチング素子又はこれらに並列接続されたダイオードを介して負荷に至る回路によってディスチャージされるように、4組のトロイダルコイルをそれぞれ貫通する制御線に所定の順序周期的にパルス電流を流すことを特徴とするパルス式交流高電圧電源

請求項2

正の直流高電圧を発生する正電圧発生部と、負の直流高電圧を発生する負電圧発生部と、それぞれ複数の半導体スイッチング素子を直列結合して組にした第1、第2、第3及び第4の4組のスイッチング部と、これら各組のスイッチング部の半導体スイッチング素子を組毎にパルス信号でオン・オフさせるドライブ回路とを有し、前記正電圧発生部とアースとの間に、第1組のスイッチング部と第2組のスイッチング部と第3組のスイッチング部とを直列接続し、第1組のスイッチング部と第2組のスイッチング部との接続点を負荷に接続して、第1組のスイッチング部がオンになったとき前記正電圧発生部の正電圧が負荷に印加され、また前記第2組のスイッチング部と第3組のスイッチング部との接続点と前記負電圧発生部と負荷との間に第4のスイッチング部を接続して、第2組及び第4組のスイッチング部がオンになったとき負電圧発生部の負電圧が負荷に印加されるようにし、前記ドライブ回路は、前記半導体スイッチング素子を各トロイダルコイルの巻線に流れるパルス信号によりオンするものであって、そのトロイダルコイルを4組のスイッチング部にそれぞれ対応して4組有し、前記第1組のスイッチング部の半導体スイッチング素子を同時にオンにして負荷に正電圧が印加された後、負荷にチャージされた正の電荷が、第2組、第3組のスイッチング部の半導体スイッチング素子又はこれらに並列接続されたダイオードを介してアースに至る回路によってディスチャージされ、次に、前記第2組及び第4組のスイッチング部の半導体スイッチング素子をオンにして負荷に負電圧が印加された後、負荷にチャージされた負の電荷が、アースから第3組、第2組のスイッチング部の半導体スイッチング素子又はこれらに並列接続されたダイオードを介して負荷に至る回路によってディスチャージされるように、4組のトロイダルコイルをそれぞれ貫通する制御線に所定の順序で周期的にパルス電流を流すことを特徴とするパルス式交流高電圧電源。

請求項3

ドライブ回路が、パルス信号を発生する周波数調整可能な発振回路と、そのパルス信号を入力して4組のトロイダルコイルの制御線に所定の順序で周期的にパルス電流を流す順序回路とを有している請求項1又は2に記載のパルス式交流高電圧電源。

請求項4

ドライブ回路が、パルス信号を発生する周波数調整可能な第1及び第2の発振回路と、第1の発振回路からのパルス信号のみを順序回路に出力できる第1の状態と、第1及び第2の両発振回路からのパルス信号を論理積して変調させたパルス信号を順序回路に出力できる第2の状態と、に切り替えることができる変調回路とを有している請求項3に記載のパルス式交流高電圧電源。

請求項5

スイッチング部をトランスを介することなく負荷に接続したことを特徴とする請求項1、2、3又は4に記載のパルス式交流高電圧電源。

技術分野

背景技術

0002

従来、高電圧放電させるコロナ放電装置やプラズマ発生装置等では、放電電極に正負の交流高電圧を印加する方法として、一般に高圧トランスを使用して昇圧していた。しかし、高電圧にするにはトランス二次巻線ターン数を多くする必要があり、二次側の浮遊容量がターン数に比例して増えるため、図31の(A)のようにトランスの一次側にパルス信号を入力した場合、二次巻線の浮遊容量のため同図の(B)に示すように出力電圧立ち上がり立ち下がり波形入力信号波形と同じにならず、減衰して遅れてしまう欠点があった。

0003

また、二次巻線数が多いため、負荷静電容量Cが大きい場合、負荷の両端間電圧波形は、静電容量Cに影響されて同図の(C)に示すように、(B)の波形よりも立ち上がり・立ち下がりが更に悪くなってしまうことと、立ち上がり・立ち下がり時に発生する充放電電流も同図(D)のように小さくなってしまうことと、トランスの二次巻線のインダクタンスLと静電容量Cとの結合により、ある周波数共振現象を生ずる欠点があった。

0004

他の従来の方法として、高電圧直流電源スパークギャップを設けた回転板とを用い、回転板に直流高電圧を印加してスパークギャップ間で強制的にスパークさせることで、高電圧パルス信号を得る方法がある。しかし、この方法では、高速化できないことと、機械的寿命が短いなどの欠点がある。

発明が解決しようとする課題

0005

本発明の課題は、第1には、放電電極等に印加する正負のパルス高電圧の立ち上がり・立ち下がり特性を良くすること、第2には、動作の高速化を図ること、第3には、正負のパルス高電圧を発生させても内部回路の耐圧を充分に確保できるようにすること、第4には、正負のパルス高電圧の発生周期態様を容易に調整できるようにすること、第5には、正極性又は負極性の一方の極性電圧を調整しても他方の極性が影響されないようにすることにある。

課題を解決するための手段

0006

第1、第2、第3の課題を達成する第1の発明のパルス式交流高電圧電源は、正の直流高電圧を発生する正電圧発生部と、負の直流高電圧を発生する負電圧発生部と、それぞれ複数の半導体スイッチング素子直列結合して組にした第1、第2、第3及び第4の4組のスイッチング部と、これら各組のスイッチング部の半導体スイッチング素子を組毎にパルス信号でオンオフさせるドライブ回路とを有する。そして、正電圧発生部とアースとの間に、第1組のスイッチング部と第2組のスイッチング部と第3組のスイッチング部とを直列接続し、第1組のスイッチング部と第2組のスイッチング部との接続点を負荷に接続して、第1組のスイッチング部がオンになったとき正電圧発生部の正電圧が負荷に印加され、また負電圧発生部と負荷との間に第4のスイッチング部を接続して、該第4組のスイッチング部がオンになったとき負電圧発生部の負電圧が負荷に印加される接続関係とする。ドライブ回路は、半導体スイッチング素子を各トロイダルコイル巻線に流れるパルス信号によりオンするものであって、そのトロイダルコイルを4組のスイッチング部にそれぞれ対応して4組有し、第1組のスイッチング部の半導体スイッチング素子を同時にオンにして負荷に正電圧が印加された後、負荷にチャージされた正の電荷が、第2組、第3組のスイッチング部の半導体スイッチング素子又はこれらに並列接続されたダイオードを介してアースに至る回路によってディスチャージされ、次に、第4組のスイッチング部の半導体スイッチング素子をオンにして負荷に負電圧が印加された後、負荷にチャージされた負の電荷が、アースから第3組、第2組のスイッチング部の半導体スイッチング素子又はこれらに並列接続されたダイオードを介して負荷に至る回路によってディスチャージされるように、4組のトロイダルコイルをそれぞれ貫通する制御線に所定の順序周期的にパルス電流を流す。

0007

同じく第1、第2、第3の課題を達成する第2の発明のパルス式交流高電圧電源は、正の直流高電圧を発生する正電圧発生部と、負の直流高電圧を発生する負電圧発生部と、それぞれ複数の半導体スイッチング素子を直列結合して組にした第1、第2、第3及び第4の4組のスイッチング部と、これら各組のスイッチング部の半導体スイッチング素子を組毎にパルス信号でオン・オフさせるドライブ回路とを有する。そして、正電圧発生部とアースとの間に、第1組のスイッチング部と第2組のスイッチング部と第3組のスイッチング部とを直列接続し、第1組のスイッチング部と第2組のスイッチング部との接続点を負荷に接続して、第1組のスイッチング部がオンになったとき正電圧発生部の正電圧が負荷に印加され、また第2組のスイッチング部と第3組のスイッチング部との接続点と負電圧発生部と負荷との間に第4のスイッチング部を接続して、第2組及び第4組のスイッチング部がオンになったとき負電圧発生部の負電圧が負荷に印加される接続関係とする。ドライブ回路は、半導体スイッチング素子を各トロイダルコイルの巻線に流れるパルス信号によりオンするものであって、そのトロイダルコイルを4組のスイッチング部にそれぞれ対応して4組有し、第1組のスイッチング部の半導体スイッチング素子を同時にオンにして負荷に正電圧が印加された後、負荷にチャージされた正の電荷が、第2組、第3組のスイッチング部の半導体スイッチング素子又はこれらに並列接続されたダイオードを介してアースに至る回路によってディスチャージされ、次に、第2組及び第4組のスイッチング部の半導体スイッチング素子をオンにして負荷に負電圧が印加された後、負荷にチャージされた負の電荷が、アースから第3組、第2組のスイッチング部の半導体スイッチング素子又はこれらに並列接続されたダイオードを介して負荷に至る回路によってディスチャージされるように、4組のトロイダルコイルをそれぞれ貫通する制御線に所定の順序で周期的にパルス電流を流す。

0008

第4の課題を達成するため、ドライブ回路は、パルス信号を発生する周波数調整可能な発振回路と、そのパルス信号を入力して4組のトロイダルコイルの制御線に所定の順序で周期的にパルス電流を流す順序回路とを有している。また、ドライブ回路は、パルス信号を発生する周波数調整可能な第1及び第2の発振回路と、第1の発振回路からのパルス信号のみを順序回路に出力できる第1の状態と、第1及び第2の両発振回路からのパルス信号を論理積して変調させたパルス信号を順序回路に出力できる第2の状態とに、切り替えることができる変調回路とを有している。このような変調回路を備えると、4組のスイッチング部をオン・オフするパルス信号に、そのよりも時間幅が長いパルスで変調させて間欠的動作とすることができる。

0009

第5の課題を達成するため、スイッチング部をトランスを介することなく負荷に接続する。

発明を実施するための最良の形態

0010

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳述する。

0011

図1に、本発明における第1の実施形態の高圧スイッチング回路の等価回路を示す。この等価回路において、正極性の直流電源+Eは、正極性の電圧を発生する正電圧発生部、負極性の直流電源−Eは、負極性の電圧を発生する負電圧発生部、4個のスイッチSW1・SW2・SW3・SW4は、それぞれ複数の半導体スイッチング素子(具体的にはFETやIGBT等)を直列結合して組にした第1、第2、第3及び第4の4組のスイッチング部を示し、そのそれぞれにダイオードD1・D2・D3・D4が並列接続されている。負荷Rは、正負の高電圧を印加する放電電極等を表し、その一端はアースされている。第1のスイッチSW1と第2のスイッチSW2と第3のスイッチSW3とは、正極性の直流電源+Eとアースとの間に直列接続されている。また、第4のスイッチSW4は、負極性の直流電源−Eと負荷Rとの間に接続され、更に第1のスイッチングSW1と第2のスイッチSW2との接続点も負荷Rに接続されている。

0012

図2から図5に、第1の実施形態の4個のスイッチSW1・SW2・SW3・SW4(4個のスイッチング素子)のオン・オフ動作切り替え状態図6にそのオン・オフ関係、図7タイミングチャートを示す。これらの図を参照して第1の実施形態の動作例を説明する。

0013

4個のスイッチSW1・SW2・SW3・SW4を図1に示すように全てオフにした状態(図6において)から、図2及び図7に示すように第1のスイッチSW1をオンにすると(図6において)、正極性の直流電源+Eから、オンとなった第1のスイッチSW1及び負荷Rを通りアースへ向かう(I1の方向)電流が流れるので、正極性の電源電圧+Eに比例した立ち上がりの良い正のパルス電圧が、トランスで昇圧することなく負荷Rに加わり、負荷Rが正極性に充電される。

0014

次いで、所定時間後に図3及び図7に示すように第1のスイッチSW1をオフにし、その直後に第2のスイッチSW2を瞬間的にオンにすると(図6において)、負荷R側にチャージした正の電荷分が、オンとなった第2のスイッチSW2及びオフになっている第3のスイッチSW3に並列接続の第3のダイオードD3を介してアースへ至る流れによって(I2の方向)ディスチャージされるので、負荷Rに対して立ち下がりの良い正のパルス電圧となる。

0015

また、所定時間後に図4及び図7に示すように第2のスイッチSW2をオフにし、その直後に第4のスイッチSW4をオンにすると(図6において)、今度は、負荷Rからオンとなった第4のスイッチSW4を通じて負極性の直流電源−Eへ向かう(I3の方向)電流が流れるので、負極性の電源電圧−Eに比例した立ち下がりの良い負のパルス電圧が、トランスで昇圧することなく負荷Rに加わり、負荷Rが負極性に充電される。

0016

次いで、所定時間後に図5及び図7に示すように第4のスイッチSW4をオフにし、その直後に第3のスイッチSW3を瞬間的にオンにすると(図6において)、負荷R側にチャージした負の電荷分が、アースからオンとなった第3のスイッチSW3及びオフになっている第2のスイッチSW2に並列接続の第2のダイオードD2を介し、更に負荷Rから再びアースへ至る流れにより(I4の方向)ディスチャージされるので、このときも負荷Rに対して立ち上がりの良い負のパルス電圧となる。

0017

このような動作を繰り返すことにより、図7最下段に示すように、負荷Rに立ち上がり・立ち下がり特性の良好な正負のパルス電圧が周期的に印加される。この回路の利点は、負荷Rのインピーダンスが非常に高くとも、負荷Rに充電された正の電荷分を第2のスイッチSW2と第3のダイオードD3、また負の電荷分を第3のスイッチSW3と第2のダイオードD2により確実にディスチャージできることと、正負の電圧を印加するときにも、第1のスイッチSW1又は第4のスイッチSW4により高速に負荷Rに充電できるため、立ち上がり・立ち下がりが非常に速い正負のパルス電圧を得ることができる。

0018

次に、回路構成図1の第1の実施形態と同様であるが、4個のスイッチSW1・SW2・SW3・SW4のオン・オフの動作タイミングを、上記の動作例とは変えた別の動作例について説明する。図8から図12に4個のスイッチSW1・SW2・SW3・SW4のオン・オフ動作の切り替え状態、図13にそのオン・オフ関係、図14にタイミングチャートを示す。

0019

先ず、図8に示すように第1のスイッチSW1をオフ、第2及び第3のスイッチSW2・SW3を共にオン、第4のスイッチSW4をオフした状態では(図13における)、負荷Rの両端がアースに接続されるため、負荷Rに正負いずれの電圧も印加されない。この状態から図9及び図14に示すように、第2のスイッチSW2をオフにした直後に第1のスイッチSW1をオンにすると(図13において)、正極性の直流電源+Eから、オンとなった第1のスイッチSW1及び負荷Rを通りアースへ向かう(I1の方向)電流が流れるので、正極性の電源電圧+Eに比例した立ち上がりの良い正のパルス電圧が負荷Rに加わり、負荷Rが正極性に充電される。

0020

次いで、図10及び図14に示すように、第1のスイッチSW1をオフにした直後に第2のスイッチSW2をオンにすると(図13において)、負荷R側にチャージした正の電荷分が、オンとなった第2のスイッチSW2及び引き続きオンになっている第3のスイッチSW3を介してアースへ至る流れによって(I2の方向)ディスチャージされるので、負荷Rに対して立ち下がりの良い正のパルス電圧となる。

0021

また、図11及び図14に示すように、第3のスイッチSW2をオフにした直後に第4のスイッチSW4をオンにすると(図13において)、今度は、負荷Rからオンとなった第4のスイッチSW4を通じて負極性の直流電源−Eへ向かう(I3の方向)電流が流れるので、負極性の電源電圧−Eに比例した立ち下がりの良い負のパルス電圧が負荷Rに加わり、負荷Rが負極性に充電される。

0022

次いで、図12及び図14に示すように、第4のスイッチSW4をオフにした直後に第3のスイッチSW3をオンにすると(図13において)、負荷R側にチャージした負の電荷分が、アースからオンとなった第3のスイッチSW3及び引き続きオンになっている第2のスイッチSW2を介し、更に負荷Rから再びアースへ至る流れにより(I4の方向)ディスチャージされるので、このときも負荷Rに対して立ち上がりの良い負のパルス電圧となる。

0023

次に、図15に第2の実施形態の高圧スイッチング回路の等価回路を示す。この場合には、第1のスイッチSW1と第2のスイッチSW2と第3のスイッチSW3とは、上述した例と同様に正極性の直流電源+Eとアースとの間に直列接続されているが、第1のスイッチSW1と第2のスイッチSW2との接続点に負荷Rが接続され、また第2のスイッチSW2と第3のスイッチSW3との接続点と負極性の直流電源−Eとの間に、第4のスイッチSW4が接続されている。

0024

この第2の実施形態の動作例について説明する。図15から図19にこの場合の4個のスイッチSW1・SW2・SW3・SW4のオン・オフ動作の切り替え状態を示す。但し、そのオン・オフ関係は図13と同様であり、またタイミングチャートは図14と同様である。

0025

先ず、図15に示すように第1のスイッチSW1をオフ、第2及び第3のスイッチSW2・SW3を共にオン、第4のスイッチSW4をオフした状態では(図13における)、負荷Rの両端がアースに接続されるため、負荷Rに正負いずれの電圧も印加されない。この状態から図16及び図14に示すように、第2のスイッチSW2をオフにした直後に第1のスイッチSW1をオンにすると(図13において)、正極性の直流電源+Eから、オンとなった第1のスイッチSW1及び負荷Rを通りアースへ向かう(I1の方向)電流が流れるので、正極性の電源電圧+Eに比例した立ち上がりの良い正のパルス電圧が負荷Rに加わり、負荷Rが正極性に充電される。

0026

次いで、図17及び図14に示すように、第1のスイッチSW1をオフにした直後に第2のスイッチSW2をオンにすると(図13において)、負荷R側にチャージした正の電荷分が、オンとなった第2のスイッチSW2及び引き続きオンになっている第3のスイッチSW3を介してアースへ至る流れによって(I2の方向)ディスチャージされるので、負荷Rに対して立ち下がりの良い正のパルス電圧となる。

0027

また、図18及び図14に示すように、第3のスイッチSW2をオフにした直後に第4のスイッチSW4をオンにすると(図13において)、今度は、負荷Rから、引き続きオンになっている第2のスイッチSW2及びオンとなった第4のスイッチSW4を通じて負極性の直流電源−Eへ向かう(I3の方向)電流が流れるので、負極性の電源電圧−Eに比例した立ち下がりの良い負のパルス電圧が負荷Rに加わり、負荷Rが負極性に充電される。

0028

次いで、図19及び図14に示すように、第4のスイッチSW4をオフにした直後に第3のスイッチSW3をオンにすると(図13において)、負荷R側にチャージした負の電荷分が、アースからオンとなった第3のスイッチSW3及び引き続きオンになっている第2のスイッチSW2を介し、更に負荷Rから再びアースへ至る流れにより(I4の方向)ディスチャージされるので、このときも負荷Rに対して立ち上がりの良い負のパルス電圧となる。

0029

次に、回路構成は図15の第2の実施形態と同様であるが、4個のスイッチSW1・SW2・SW3・SW4のオン・オフの動作タイミングを上記の動作例とは変えた別の動作例について説明する。図20から図24に4個のスイッチSW1・SW2・SW3・SW4のオン・オフ動作の切り替え状態、図25にそのオン・オフ関係、図26にタイミングチャートを示す。

0030

4個のスイッチSW1・SW2・SW3・SW4を図20に示すように全てオフにした状態(図25において)から、図21及び図26に示すように第1のスイッチSW1をオンにすると(図25において)、正極性の直流電源+Eから、オンとなった第1のスイッチSW1及び負荷Rを通りアースへ向かう(I1の方向)電流が流れるので、正極性の電源電圧+Eに比例した立ち上がりの良い正のパルス電圧が負荷Rに加わり、負荷Rが正極性に充電される。

0031

次いで、所定時間後に図22及び図26に示すように第1のスイッチSW1をオフにし、その直後に第2のスイッチSW2をオンにすると(図25において)、負荷R側にチャージした正の電荷分が、オンとなった第2のスイッチSW2及びオフになっている第3のスイッチSW3に並列接続の第3のダイオードD3を介してアースへ至る流れによって(I2の方向)ディスチャージされるので、負荷Rに対して立ち下がりの良い正のパルス電圧となる。

0032

また、図23及び図26に示すように第2のスイッチSW2をオンにしたまま、第4のスイッチSW4をオンにすると(図25において)、今度は、負荷Rから、オンになっている第2のスイッチSW2及びオンとなった第4のスイッチSW4を通じて負極性の直流電源−Eへ向かう(I3の方向)電流が流れるので、負極性の電源電圧−Eに比例した立ち下がりの良い負のパルス電圧が負荷Rに加わり、負荷Rが負極性に充電される。

0033

次いで、所定時間後に図24及び図26に示すように、第2及び第4のスイッチSW2・SW4をオフにしてから、第3のスイッチSW3を瞬間的にオンにすると(図25において)、負荷R側にチャージした負の電荷分が、アースからオンとなった第3のスイッチSW3及びオフとなった第2のスイッチSW2に並列接続の第2のダイオードD2を介し、更に負荷Rから再びアースへ至る流れにより(I4の方向)ディスチャージされるので、このときも負荷Rに対して立ち上がりの良い負のパルス電圧となる。

0034

図27に、上述したような等価回路で示した高圧スイッチング回路1と、その4組のスイッチング部SW1・SW2・SW3・SW4の半導体スイッチング素子を組毎にオン・オフする低圧側のドライブ回路の一部、つまりスイッチング制御回路2との具体例を示す。同図に示すように、各組のスイッチング部SW1・SW2・SW2・SW4は、いずれもn個のFET(電界効果トランジスタ)3−1〜3−nを直列接続して高電圧に対する耐圧を高めたもので、各FETにダイオードD−1〜D−nを並列接続している。なお、同図の高圧スイッチング回路1は図1の等価回路に対応している。

0035

スイッチング制御回路2は、4組のスイッチング部SW1・SW2・SW3・SW4のそれぞれに対応して、それぞれn個のトロイダルコイルTC−1〜TC−nよりなる4組のコイル列L1・L2・L3・L4を有する。各組のn個のトロイダルコイルTC−1〜TC−nのリング状コアには、組毎に制御線(高耐圧線)CL1・CL2・CL3・CL4を貫通させてある。この場合、制御線CL1・CL2・CL3・CL4は、高圧側(高圧スイッチング回路1)と低圧側(スイッチング制御回路2)とを絶縁するためにコアに接触しないようにしてある。各制御線CL1・CL2・CL3・CL4には、制御用トランジスタ(FET)T1・T2・T3・T4がそれぞれ接続されている。

0036

n個のトロイダルコイルTC−1〜TC−nの巻線には増幅回路G−1〜G−nがそれぞれ接続され、これら増幅回路の出力端は、対応する組のスイッチング部SW1・SW2・SW3・SW4中の対応する1個のFET3−1〜3−nのゲートにそれぞれ接続されている。

0037

従って、例えば第1組のコイル列L1のトランジスタT1をパルス信号でオンにして、第1組の制御線CL1にパルス電流を流すと、第1組のn個のトロイダルコイルTC−1〜TC−nの巻線に同時にパルス電流が流れるので、第1組のスイッチング部SW1のn個のFET3−1〜3−nが同時にオンとなる。他の組についても同様で、このようなスイッチング制御法を採ることにより、n個のFET自体及びそれをそれぞれ直列接続した4組のスイッチング部SW1・SW2・SW3・SW4のスイッチングを高速で行える。

0038

このように各組のスイッチング部SW1・SW2・SW3・SW4に全て半導体スイッチング素子であるFETを使用し、n個のFETを直列接続して高電圧に対する耐圧を高め、またスイッチング制御回路2により高速でスイッチング動作させ、しかも4組のスイッチング部を、正負いずれの電圧のときも上述の等価回路で示したように動作させることにより、入力信号に比例した立ち上がり・立ち下がりが急峻な波形の正負の高電圧が交互に得られ、それをトランスで昇圧することなくそのまま負荷Rに印加できる。従って、負荷Rの静電容量が大きくとも、図32に示すように正負の高電圧の立ち上がり・立ち下がり時に発生する充放電電流を非常に大きくとれることになる。

0039

また、スイッチング回路1と負荷Rとを、図27に示すようにトランスを介することなく抵抗又はインダクタンス4を介して接続すれば、抵抗又はインダクタンスにより充放電時の時定数を調整し、負荷Rに応じた必要電流を選ぶことができる。

0040

ところで、昇圧するために図33に示すようにトランス5を用い、このトランス5をスイッチング回路1に対する直接の負荷Rとしてコンデンサ6により容量結合した場合には、スイッチング回路1に加える正の入力電圧と負の入力電圧とを各々可変すると、図34に示すようにトランス5に正負が平均化された信号が入力するため、正又は負の出力波形が、正又は負の片方の入力電圧を調整しても他方の極性の出力波形に影響を与えてしまう。このため、放電による正負のイオンを等量発生させるイオンバランスを図ろうとしても、その調整が非常に難しい。

0041

これに対して、本発明では、トランスを使用することなく、スイッチング回路1に加わる正の入力電圧(高電圧)と負の入力電圧(高電圧)とをそのまま放電電極等の負荷Rに直接印加するため、正又は負の片方の入力電圧を調整しても他方の極性の出力波形に影響を与えることはなく、イオンバランスの調整がし易い。また、正又は負の片方のみのパルス高電圧を出力することも容易に行える。

0042

図28に、本発明によるパルス式交流高電圧電源の全体構成を示す。同図において、商用交流電源からのAC200V又はAC100Vは、シーケンス回路7を介して正電圧発生部8及び負電圧発生部9に供給され、正電圧発生部8からは、正電圧調整器10で調整した正の直流高電圧が、また負電圧発生部9からは、負電圧調整器11で調整した負の直流高電圧が各々発生されて上述した構成の高圧スイッチング回路1に同時に加えられる。シーケンス回路7を通った交流電圧は、一定の直流低電圧(例えば24V)を発生するロジック回路用定電圧電源12にも加えられる。

0043

スイッチング制御回路2のためのパルス発生源として、周波数が異なる第1の発振回路13及び第2の発振回路14が備えられている。第1の発振回路13の周波数は第2の発振回路14の周波数よりも高く、第1の発振回路13は、第1の周波数調整器15により基準周波数を基準に数KHz〜数10KHzの範囲で可変でき、また第2の発振回路14は、第2の周波数調整器16により基準周波数を基準に数100Hz〜数KHzの範囲で可変できる。

0044

第1及び第2の発振回路13・14からのパルス信号は変調回路17を介して順序回路18に加えられ、この順序回路18において図7又は図14若しくは図26に示したような順序の4個のパルスに生成されてから、スイッチング回路2の4組のコイル列L1・L2・L3・L4のトランジスタT1・T2・T3・T4に入力される。

0045

変調回路17は、変調用スイッチ19と第1・第2・第3のアンド回路20・21・22とインバータ回路23とオア回路24とで構成されている。順序回路18は、第1・第2・第3・第4のワンショット回路25・26・27・28と、第1のワンショット回路25の出力を遅延して第2のワンショット回路26に入力する第1の遅延回路29と、第2のワンショット回路26の出力を遅延して第3のワンショット回路27に入力する第2の遅延回路30と、第3のワンショット回路27の出力を遅延して第4のワンショット回路28に入力する第3の遅延回路31とで構成されている。

0046

図28に示した回路構成の動作を図29及び図30のタイミングチャートを参照して説明する。変調用スイッチ19をオンにすると、インバータ回路23の出力はH(ハイレベル)となり、第1のアンド回路20の一方に入力する。このアンド回路20の他方の入力は、第1の発振回路13からのパルス(図30の最上段)であるので、このパルスが、図29の最上段に示すようにオア回路24を通って順序回路18の第1のワンショット回路18に入力され、その立ち上がりで第1のワンショット回路18が起動して所定幅のパルスを出力する。そして、第2、第3、第4のワンショット回路26・27・28が順次少しずつ遅れて動作してそれぞれ所定幅のパルスを出力する。これら4つのワンショット回路25・26・27・28の出力パルスは、図27に示した4組のコイル列L1・L2・L3・L4のトランジスタT1・T2・T3・T4にそれぞれ入力されるので、高圧スイッチング回路1が上述したように動作する。

0047

一方、変調用スイッチ19をオフにすると、第2のアンド回路21の一方はHとなり、このアンド回路21の他方の入力は第2の発振回路14からのパルスであるので、このパルスが、図30の第2段に示すようにそのままアンド回路21から出力され、第1の発振回路13からのパルス(図30の最上段)と共に第3のアンド回路22に入力し、このアンド回路22から、図30の第3段に示すような変調パルスとなって間欠的(第2の発振回路14の発振周期)に出力される。この変調パルスは、上記と同様にオア回路24を通って第1のワンショット回路18に入力されるので、高圧スイッチング回路1は、図30の最下段に示すようなタイミングで間欠的に動作する。

0048

なお、ワンショット回路25・26・27・28の各々の間に遅延回路29・30・31を設けたのは、ワンショット動作が終わってから次のパルス出力動作をさせるために少し遅れがないと、4組のスイッチング部SW1・SW2・SW3・SW4をスイッチングするとき、同時にオンになる恐れがあるので、それを回避するためである。

0049

また、正電圧発生部8及び負電圧発生部9をそれぞれ別々に電圧調整できるようにしたのは、高圧スイッチング回路1からの出力が0Vを基準として正負非対称となるように制御することにより、イオンバランスが図れるようにするためである。

発明の効果

0050

以上説明したように本発明によれば次のような効果がある。請求項1、請求項2及び請求項3に係る発明によれば、正負それぞれにつき、負荷の残留電荷分を積極的にディスチャージできるため、パルス高電圧の立ち上がり・立ち下がり特性を良好にできるとともに、動作の高速化が図れるので、例えば除電装置の電源として使用した場合には、イオン発生量の増加により除電効率を向上させることができる。また、4組のスイッチング部は、それぞれ複数の半導体スイッチング素子を直列結合して高電圧に対する耐圧を高めるとともに、各組の半導体スイッチング素子を、各トロイダルコイルの巻線に流れるパルス信号によりオンとし、しかも各組のトロイダルコイルを制御線により組毎に同時に制御するので、複数の半導体スイッチング素子を直列結合しても、そのオン・オフ動作を容易に且つ高速に行える。更に、制御線をトロイダルコイルに貫通させることにより、高圧側と低圧側とを絶縁できるので、内部回路の安全性も充分に確保できる。

0051

請求項4に係る発明によれば、4組のスイッチング部をオン・オフするパルス信号に、そのよりも時間幅が長いパルスで変調させて間欠的動作をさせることができるので、正負のパルス高電圧の発生周期態様を容易に調整できる。

0052

請求項5に係る発明によれば、スイッチング部をトランスを介することなく負荷に接続したので、正極性又は負極性の一方の極性の電圧を調整しても他方の極性が影響されることがない。

図面の簡単な説明

0053

図1本発明における高圧スイッチング回路の第1の実施形態の等価回路図である。
図2同上において負荷に正電圧が印加される状態を示す回路図である。
図3図2の状態の後にディスチャージされる状態を示す回路図である。
図4図3の状態の後に負荷に負電圧が印加される状態を示す回路図である。
図5図4の状態の後にディスチャージされる状態を示す回路図である。
図6図1から図5における4個のスイッチのオン・オフ切り替えの関係図である。
図7同じくタイミングチャートである。
図8図1と同じ回路構成で上記とは別の動作例を示す回路図である。
図9同上において負荷に正電圧が印加される状態を示す回路図である。
図10図9の状態の後にディスチャージされる状態を示す回路図である。
図11図10の状態の後に負荷に負電圧が印加される状態を示す回路図である。
図12図11の状態の後にディスチャージされる状態を示す回路図である。
図13図8から図12における4個のスイッチのオン・オフ切り替えの関係図である。
図14同じくタイミングチャートである。
図15高圧スイッチング回路の第1の実施形態の等価回路図である。
図16同上において負荷に正電圧が印加される状態を示す回路図である。
図17図16の状態の後にディスチャージされる状態を示す回路図である。
図18図17の状態の後に負荷に負電圧が印加される状態を示す回路図である。
図19図18の状態の後にディスチャージされる状態を示す回路図である。
図20図15と同じ回路構成で上記とは別の動作例を示す回路図である。
図21同上において負荷に正電圧が印加される状態を示す回路図である。
図22図21の状態の後にディスチャージされる状態を示す回路図である。
図23図22の状態の後に負荷に負電圧が印加される状態を示す回路図である。
図24図23の状態の後にディスチャージされる状態を示す回路図である。
図25図20から図24における4個のスイッチのオン・オフ切り替えの関係図である。
図26同じくタイミングチャートである。
図27等価回路で示した高圧スイッチング回路と、その4組のスイッチング部の半導体スイッチング素子を組毎にオン・オフするスイッチング制御回路との具体例を示す回路図である。
図28本発明によるパルス式交流高電圧電源の全体構成を示すブロック図である。
図29同上の通常時の動作を示すタイミングチャートである。
図30変調時の動作を示すタイミングチャートである。
図31高圧トランスを使用して昇圧していた従来例における信号の変形過程を示すタイミングチャートである。
図32本発明による場合の出力電圧波形負荷電流波形のタイミングチャートである。
図33昇圧するためにトランスを用い、このトランスをスイッチング回路に対する直接の負荷としてコンデンサにより容量結合した参考例を示す回路図である。
図34同上において正負の一方の極性の入力電圧を変えたとき、他方の極性の出力信号波形が変形することを示すタイミングチャートである。

--

0054

SW1・SW2・SW3・SW4 4組のスイッチング部
D1・D2・D3・D4ダイオード
R負荷
+E正極性の直流電源(正電圧発生部)
−E負極性の直流電源(負電圧発生部)
1高圧スイッチング回路
2スイッチング制御回路
3−1〜3−nFET
D−1〜D−n ダイオード
L1・L2・L3・L4コイル列
TC−1〜TC−nトロイダルコイル
CL1・CL2・CL3・CL4制御線
8 正電圧発生部
9 負電圧発生部
13 第1の発振回路
14 第2の発振回路
17変調回路
18 順序回路

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