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技術 電力変換装置

出願人 三菱電機株式会社
発明者 平山裕子山本融真
出願日 1996年9月10日 (23年7ヶ月経過) 出願番号 1996-239338
公開日 1998年3月31日 (22年1ヶ月経過) 公開番号 1998-084675
状態 特許登録済
技術分野 インバータ装置 交流電動機の制御一般 交流電動機の一次周波数制御
主要キーワード 指令ユニット 主回路ブロック 電流制御ユニット 成分検出信号 電圧制御ユニット 座標変換ユニット サンプル値制御 波形精度
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (16)

課題

離散化時間が出力周波数周期に比して無視し得ない状態になっても、電力変換装置出力電圧過渡応答がよく、定常偏差歪率の少ない出力電圧になる、より現実的な電力変換装置を実現する。

解決手段

電力変換器出力電流負荷電圧および負荷電流をそれぞれ同期回転座標上の2軸成分に変換し、同期回転座標上の2軸成分からなる出力電圧指令信号と負荷電圧信号の各軸成分との偏差とから第1の電流指令信号を生成し、この第1の電流指令信号と負荷電流信号とから第2の電流指令信号を生成する。電流制御系サンプル値制御系とし、電力変換器出力電流と第2の電流指令に基づいて、比例+積分+比例の有限時間制定制御とした。

概要

背景

出力電圧基準電圧を比較し、両者の偏差に基づいてスイッチング素子を制御するように構成したPWMインバータ装置における過電流保護の困難さ、負荷高調波に応じた残留電圧歪みの発生という問題点を解決し、出力電圧の過渡応答がよく、線形負荷非線形負荷を問わず歪率の少ない正弦波電圧を供給し、過電流保護を確実にするようにした電力変換装置が特公平7−46917号公報に記載されている。図15はそのブロック接続図である。なお、主回路構成は後述する本願発明による電力変換装置を示す図2と同等である。以下、図面上で同期回転座標系での値を示すため記号の上に付している符号 ^は、文中の説明では表記上の都合により記号に先行して付している。ここでは、同期回転座標系を用いd軸、q軸上でマイクロプロセッサ等によるサンプル値制御系を構成し、d軸、q軸間の干渉をなくす手段を講じている。

この電力変換装置では、フィルタを通した後の交流出力電圧が、正弦波電圧となるために必要な変換器出力電流指令値を、負荷電流に関する情報や出力電流に関する情報および出力電圧と基準電圧の偏差に関する情報などから生成し、この電流指令値に瞬時に追従する電流マイナーループを設けることによって、出力短絡などの過電流に対し、マイナーループの電流制限機能で保護し正弦波を発生するようになっている。すなわち、正弦波出力電圧を生じるための電力変換装置の電流指令値は、負荷に流すべき電流、フィルタの並列コンデンサに流すべき電流、および電圧制御ループにより生成した電流信号の和であり、電流指令値に出力電流が電流マイナーループによって瞬時に応答することにより、電力変換装置のフィルターコンデンサ負荷インピーダンス並列回路、または電力変換装置の出力回路に、所定の正弦波電圧を発生させるために必要な電流が流れ、正弦波出力電圧が得られるように動作する。

図15において、インバータ部分1は3相追従制御インバータであって、直列リアクトル2および並列コンデンサ3からなるLCフィルタを設け、3相正弦波出力を得る構成となっている。インバータ1は、3角波比較方式などによるPWM駆動回路808の出力により交流出力周期の間に複数回のスイッチングを行い、パルス幅変調によって3相交流出力を生成する。101、102、103はインバータ1の出力である3相交流電流、LCフィルタ以後の3相交流電流および3相交流電圧から同期回転座標系上のd−q,2軸信号^Ia 、 ^Il 、 ^Vc に座標変換する3相/2相座標変換ユニット、104は電流制御ユニット8のd−q,2軸上の指令値^Va を3相の指令値に座標変換する2相/3相座標変換ユニット、10’は負荷電流をd−q,2軸上へ変換した信号 ^Il を受け、2次予測式などを用いて、過去と現在の負荷電流値から1サンプル先の負荷電流 ^Il*を予測し、加算器13に与える予測器、11は減算器15から電圧指令ユニット9のd−q,2軸上の指令値√3Eおよび0と3相/2相座標変換ユニット103からの帰還信号^Vc との偏差を受け、偏差が0になるように、制御信号を加算器13へ与える電圧制御ユニット、12は並列コンデンサ3に流すべき電流のd軸指令値とq軸指令値を加算器13へ与えるコンデンサ電流指令ユニット、14は加算器13の出力をインバータの過電流耐量以内に制限し電流指令として電流制御ユニット8に与えるリミッタである。

以上のように、この制御系では3相電圧、電流を同期回転座標系により、d−q,2軸上の直流成分 ^Vc 、 ^Ia 等とし、制御系は全て、d−q,2軸上で構成している。電流制御系は、d−q,2軸上の電流指令^Ia*に対し、インバータ出力電流Ia を追従制御するもので、有限時間整定制御(DEAD BEAT) を用いることにより1サンプル応答する。2相/3相座標変換ユニット104からの電圧指令の波高値を√2Eとすると、上記d軸成分は√3E、q軸成分は0である。また、このとき出力フィルタの並列コンデンサCp に流すべき電流 ^Ic*の成分は、d軸指令値が0、q軸指令値が√3ωCp Eである。この電流指令を与えることにより無負荷電圧確立する。予測器10は、過去と現在の負荷電流に基づいて、離散化時間だけ未来の負荷電流をd−q,2軸成分について予測し、フィードフォワード信号として加算器13、リミッタ14、電流制御ユニット8などを介してインバータ1に与える。電流制御ユニット8がこのフィードフォワード信号に追従し、負荷電流の歪みや急変に対応している。

電圧制御系は、種々の原因による出力電圧の正弦波からの乱れ修正し、系を安定化させるとともに、定電圧性を確保する。電圧制御系は有限時間整定制御になっており2重の有限時間整定制御系を構成している。この制御回路は、交流正弦波出力電圧を生じるための電力変換装置の電流指令を生成し、この電流指令値に電力変換装置の電流を追従させ瞬時値制御するように構成し、負荷高調波に対し、歪率が少なく、スイッチング素子の過電流保護を電流マイナ—ル—プで行い、出力電流が過大になることを抑制している。負荷電流とその高調波に関しては、電圧偏差が生じてから補正するのではなく、フィ—ドフォワ—ド的に制御しているので電圧精度および波形精度がよい。

概要

離散化時間が出力周波数の周期に比して無視し得ない状態になっても、電力変換装置の出力電圧の過渡応答がよく、定常偏差や歪率の少ない出力電圧になる、より現実的な電力変換装置を実現する。

電力変換器出力電流、負荷電圧および負荷電流をそれぞれ同期回転座標上の2軸成分に変換し、同期回転座標上の2軸成分からなる出力電圧指令信号と負荷電圧信号の各軸成分との偏差とから第1の電流指令信号を生成し、この第1の電流指令信号と負荷電流信号とから第2の電流指令信号を生成する。電流制御系はサンプル値制御系とし、電力変換器出力電流と第2の電流指令に基づいて、比例+積分+比例の有限時間制定制御とした。

目的

この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、特定用途で用いられる電力変換装置等で、その出力周波数が400Hzもしくはそれ以上で、離散化時間が出力周波数の周期に比して無視し得ない状態になっても、電力変換装置の出力電圧の過渡応答がよく、定常偏差や歪率の少ない出力電圧になる、より現実的な電力変換装置を提供することを目的とする。

効果

実績

技術文献被引用数
2件
牽制数
2件

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請求項1

直流または交流電力電力変換器を構成するスイッチング素子により交流出力一周期中に複数回開閉制御3相交流電力に変換しリアクトルコンデンサとからなるフィルタを介して所望の3相交流電力を負荷に供給する電力変換装置において、前記電力変換器の出力電流から同期回転座標上の2軸成分からなる電力変換器電流信号を生成する変換器電流検出手段と、前記負荷に供給する3相交流電圧と3相交流電流とから同期回転座標上の2軸成分からなる負荷電圧信号と負荷電流信号とをそれぞれ生成する負荷電圧検出手段および負荷電流検出手段と、同期回転座標上の2軸成分からなる出力電圧指令信号を生成する出力電圧指令生成手段と、前記出力電圧指令信号の各軸成分と前記負荷電圧信号の各軸成分との偏差とから同期回転座標上の2軸成分からなる第1の電流指令信号を生成する第1の電流指令生成手段と、前記負荷電流信号の各軸成分と前記第1の電流指令信号の各軸成分とから同期回転座標上の2軸成分からなる第2の電流指令信号を生成する第2の電流指令生成手段とを有し、電流制御系サンプル値制御系であって、前記電力変換器電流信号の各軸成分と前記第2の電流指令の各軸成分とに基づいて、比例+積分の有限時間制定制御としたことを特徴とする電力変換装置。

請求項2

前記電流制御系に、前記電力変換器電流信号の各軸成分に基づく比例の有限時間制定制御系を加え、比例+積分+比例の有限時間制定制御系としたことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。

請求項3

前記電流制御系に、前記第2の電流指令の各軸成分とに基づく比例の有限時間制定制御系を加え、比例+積分+比例の有限時間制定制御系としたことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。

請求項4

前記第1の電流指令生成手段は、その応答を前記電流制御系の応答近くに設定したDDCの比例+積分制御系で構成したことを特徴とする請求項1ないし3のいずれかに記載の電力変換装置。

請求項5

前記電力変換器の出力電流の各相成分検出手段と直流電圧検出手段と備え、前記電力変換器の出力電流の各相成分検出信号と直流電圧検出信号とに基づいて前記電力変換器の上下短絡防止時間の補償制御を行うようにしたことを特徴とする請求項1ないし4のいずれかに記載の電力変換装置。

請求項6

前記電力変換器は交流を直流に変換するコンバータとして運転することを特徴とする請求項1ないし5のいずれかに記載の電力変換装置。

技術分野

0001

この発明は無停電電源装置(以下、UPSと呼ぶ)の3相インバータ高力率コンバータ、さらにはアクテイブフィルタなどに用いる電力変換装置に関するものである。

背景技術

0002

出力電圧基準電圧を比較し、両者の偏差に基づいてスイッチング素子を制御するように構成したPWMインバータ装置における過電流保護の困難さ、負荷高調波に応じた残留電圧歪みの発生という問題点を解決し、出力電圧の過渡応答がよく、線形負荷非線形負荷を問わず歪率の少ない正弦波電圧を供給し、過電流保護を確実にするようにした電力変換装置が特公平7−46917号公報に記載されている。図15はそのブロック接続図である。なお、主回路構成は後述する本願発明による電力変換装置を示す図2と同等である。以下、図面上で同期回転座標系での値を示すため記号の上に付している符号 ^は、文中の説明では表記上の都合により記号に先行して付している。ここでは、同期回転座標系を用いd軸、q軸上でマイクロプロセッサ等によるサンプル値制御系を構成し、d軸、q軸間の干渉をなくす手段を講じている。

0003

この電力変換装置では、フィルタを通した後の交流出力電圧が、正弦波電圧となるために必要な変換器出力電流指令値を、負荷電流に関する情報や出力電流に関する情報および出力電圧と基準電圧の偏差に関する情報などから生成し、この電流指令値に瞬時に追従する電流マイナーループを設けることによって、出力短絡などの過電流に対し、マイナーループの電流制限機能で保護し正弦波を発生するようになっている。すなわち、正弦波出力電圧を生じるための電力変換装置の電流指令値は、負荷に流すべき電流、フィルタの並列コンデンサに流すべき電流、および電圧制御ループにより生成した電流信号の和であり、電流指令値に出力電流が電流マイナーループによって瞬時に応答することにより、電力変換装置のフィルターコンデンサ負荷インピーダンス並列回路、または電力変換装置の出力回路に、所定の正弦波電圧を発生させるために必要な電流が流れ、正弦波出力電圧が得られるように動作する。

0004

図15において、インバータ部分1は3相追従制御形インバータであって、直列リアクトル2および並列コンデンサ3からなるLCフィルタを設け、3相正弦波出力を得る構成となっている。インバータ1は、3角波比較方式などによるPWM駆動回路808の出力により交流出力周期の間に複数回のスイッチングを行い、パルス幅変調によって3相交流出力を生成する。101、102、103はインバータ1の出力である3相交流電流、LCフィルタ以後の3相交流電流および3相交流電圧から同期回転座標系上のd−q,2軸信号^Ia 、 ^Il 、 ^Vc に座標変換する3相/2相座標変換ユニット、104は電流制御ユニット8のd−q,2軸上の指令値^Va を3相の指令値に座標変換する2相/3相座標変換ユニット、10’は負荷電流をd−q,2軸上へ変換した信号 ^Il を受け、2次予測式などを用いて、過去と現在の負荷電流値から1サンプル先の負荷電流 ^Il*を予測し、加算器13に与える予測器、11は減算器15から電圧指令ユニット9のd−q,2軸上の指令値√3Eおよび0と3相/2相座標変換ユニット103からの帰還信号^Vc との偏差を受け、偏差が0になるように、制御信号を加算器13へ与える電圧制御ユニット、12は並列コンデンサ3に流すべき電流のd軸指令値とq軸指令値を加算器13へ与えるコンデンサ電流指令ユニット、14は加算器13の出力をインバータの過電流耐量以内に制限し電流指令として電流制御ユニット8に与えるリミッタである。

0005

以上のように、この制御系では3相電圧、電流を同期回転座標系により、d−q,2軸上の直流成分 ^Vc 、 ^Ia 等とし、制御系は全て、d−q,2軸上で構成している。電流制御系は、d−q,2軸上の電流指令^Ia*に対し、インバータ出力電流Ia を追従制御するもので、有限時間整定制御(DEAD BEAT) を用いることにより1サンプル応答する。2相/3相座標変換ユニット104からの電圧指令の波高値を√2Eとすると、上記d軸成分は√3E、q軸成分は0である。また、このとき出力フィルタの並列コンデンサCp に流すべき電流 ^Ic*の成分は、d軸指令値が0、q軸指令値が√3ωCp Eである。この電流指令を与えることにより無負荷電圧確立する。予測器10は、過去と現在の負荷電流に基づいて、離散化時間だけ未来の負荷電流をd−q,2軸成分について予測し、フィードフォワード信号として加算器13、リミッタ14、電流制御ユニット8などを介してインバータ1に与える。電流制御ユニット8がこのフィードフォワード信号に追従し、負荷電流の歪みや急変に対応している。

0006

電圧制御系は、種々の原因による出力電圧の正弦波からの乱れ修正し、系を安定化させるとともに、定電圧性を確保する。電圧制御系は有限時間整定制御になっており2重の有限時間整定制御系を構成している。この制御回路は、交流正弦波出力電圧を生じるための電力変換装置の電流指令を生成し、この電流指令値に電力変換装置の電流を追従させ瞬時値制御するように構成し、負荷高調波に対し、歪率が少なく、スイッチング素子の過電流保護を電流マイナ—ル—プで行い、出力電流が過大になることを抑制している。負荷電流とその高調波に関しては、電圧偏差が生じてから補正するのではなく、フィ—ドフォワ—ド的に制御しているので電圧精度および波形精度がよい。

発明が解決しようとする課題

0007

従来の電力変換装置は以上のように構成されているので、積分制御を用いた有限時間整定制御の電圧制御系を電流制御系メジャーループの外側に設けると、電圧制御の応答を上げると制御が不安定になるという問題がある。このため、電圧制御は比例制御とする必要があり、電圧指令と出力電圧の間に常に定常偏差が残るという問題がある。また、電流制御および電圧制御のいずれにも有限時間整定制御を用いているため、制御ソフトウエアが複雑になり、DDCコントローラの計算時間が大きくなるという問題がある。なお、実用的なPWMインバータでは交流出力の1周期間に40回あるいはそれ以上スイッチングを行う必要があり、この点からも制御系に対する負担が大きいものになっている。さらにまた、特定用途で用いられる電力変換装置でその出力周波数が、400Hzもしくはそれ以上で離散化時間が出力周波数の周期に比して無視し得ない状態となると、出力電流指令検出出力電流との偏差が増幅されるうえ、電力変換装置の上下アーム短絡防止時間Td の影響により出力電圧の歪みが大きくなるという問題がある。

0008

この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、特定用途で用いられる電力変換装置等で、その出力周波数が400Hzもしくはそれ以上で、離散化時間が出力周波数の周期に比して無視し得ない状態になっても、電力変換装置の出力電圧の過渡応答がよく、定常偏差や歪率の少ない出力電圧になる、より現実的な電力変換装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

0009

この発明による電力変換装置は、直流または交流電力電力変換器を構成するスイッチング素子により交流出力の一周期中に複数回開閉制御し3相交流電力に変換しリアクトルコンデンサとからなるフィルタを介して所望の3相交流電力を負荷に供給する電力変換装置において、電力変換器の出力電流から同期回転座標上の2軸成分からなる電力変換器電流信号を生成する変換器電流検出手段と、負荷に供給する3相交流電圧と3相交流電流とから同期回転座標上の2軸成分からなる負荷電圧信号と負荷電流信号とをそれぞれ生成する負荷電圧検出手段および負荷電流検出手段と、同期回転座標上の2軸成分からなる出力電圧指令信号を生成する出力電圧指令生成手段と、出力電圧指令信号の各軸成分と前記負荷電圧信号の各軸成分との偏差とから同期回転座標上の2軸成分からなる第1の電流指令信号を生成する第1の電流指令生成手段と、負荷電流信号の各軸成分と第1の電流指令信号の各軸成分とから同期回転座標上の2軸成分からなる第2の電流指令信号を生成する第2の電流指令生成手段とを有し、電流制御系はサンプル値制御系であって、電力変換器電流信号の各軸成分と第2の電流指令の各軸成分とに基づいて、比例+積分の有限時間制定制御としたものである。

0010

また、電流制御系に、電力変換器電流信号の各軸成分に基づく比例の有限時間制定制御系を加え、比例+積分+比例の有限時間制定制御系としたものである。

0011

さらにまた、電流制御系に、第2の電流指令の各軸成分とに基づく比例の有限時間制定制御系を加え、比例+積分+比例の有限時間制定制御系としたものである。

0012

さらにまた、第1の電流指令生成手段は、その応答を前記電流制御系の応答近くに設定したDDCの比例+積分制御系で構成したものである。

0013

さらにまた、電力変換器の出力電流の各相成分検出手段と直流電圧検出手段と備え、電力変換器の出力電流の各相成分検出信号と直流電圧検出信号とに基づいて電力変換器の上下短絡防止時間の補償制御を行うようにしたものである。

0014

さらにまた、電力変換器は交流を直流に変換するコンバータとして運転するものである。

0015

実施形態1.以下、図を用いてこの発明による電力変換装置の実施形態を説明する。各図に用いる符号は、図15で説明した従来の電力変換装置と同一もしくは相当する部分に同一の符号を用い、重複する機能や作用の説明を省略する。図1はこの発明による電力変換装置の全体構成図、図2はその主回路構成を示しており、UPS等に使用するものである。図3はこの発明の核心部分をなす電流制御系のブロック図であり、図1中の電流制御ユニット8の内部構成を示している。数式および図面上で同期回転座標系での値を示すため記号の上に付している符号 ^は、前述と同様の理由から表記上の都合で文中では記号に先行して付して示し、微分演算子は(d/dt)で表す。

0016

図1中の10は負荷電流をd−q,2軸上へ変換した信号 ^Il を受け、適当なゲインで負荷電流指令^Il*を生成し、加算器13に与える増幅器である。この制御系では先に述べた従来の電力変換装置の場合と同様に3相電圧、電流を同期回転座標系により、d−q,2軸上の直流成分 ^Vc 、 ^Ia 等とし、制御系は全て、d−q,2軸上で構成している。電流制御系は、d−q,2軸上の電流指令^Ia*に対し、インバータ出力電流Ia を追従制御するもので、有限時間整定制御を用い、1サンプル応答を実現している。なお、離散化する時間Tはサンプリング周期およびPWMのキャリア周期と同一としている。増幅器10は、フィードフォワード信号として負荷電流指令 ^Il*を加算器13、リミッタ14、電流制御ユニット8などを介してインバータ1に与える。電流制御ユニット8が電流指令 ^Ia*に追従し、負荷電流の歪みや急変に対応する。

0017

電圧制御系は、種々の原因による出力電圧の正弦波からの乱れを修正し、系を安定化させるとともに、定電圧性を確保するものである。電圧制御ユニット11では速応性のよい有限時間整定制御を用いている。この制御回路は、交流正弦波出力電圧を得るための電力変換装置の電流指令を生成し、この電流指令値に電力変換装置の電流を追従させ瞬時値制御するように構成し、負荷高調波に対し、歪率が少なく、スイッチング素子の過電流保護を電流マイナ—ル—プで行うようにしたものである。特に負荷電流とその高調波に関しては、負荷電流に基づいて制御しているので優れた電圧精度と波形を得ることができる。負荷電流のフィードフォワード信号についての増幅器器10におけるゲインは、通常のアナログ制御と同程度としている。このように、出力電流が過大になることをインバータ自身の特性に基づいて抑制し、使い易い電力変換装置が得られる。入力直流電圧の変動については、インバータ電圧指令^Va*をd−q,2軸から3相信号に変換した後、PWM駆動回路808へ与える部分で補償することにより、容易に実現できる。

0018

図2において、Ia 、Vc を状態変数、Va を入力変数、Il を外乱として、まず3相表示の状態方程式を求める。各記号の意味は次の通りである。
Va ;インバータ対地電圧
Vc ;コンデンサ端子間電圧
Ia ;インバータ電流
Ic ;コンデンサ電流
Il ;負荷電流
Vx ;コンデンサ中性点電位
ω ;出力角周波数
T ;離数化時間
なお、添字の意味は
u、v、w;三相の各相成分
d、q ;2軸表示の成分
* 印 ;指令値
^ 印 ;同期回転座標系での値
である。

0019

3相一括ベクトル表示により、
Cp(d/dt)Vc=Ia−Il‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥(1)
Ls(d/dt)Ia=Va−Vc−Vx ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥(2)
但し、

0020

0021

即ち、Ia 、Va 等は3式にそれぞれの添字を付けた行列である。またLs 、Cp は直列リアクトル2および並列コンデンサ3の行列表示である。Vx とインバータ電圧の関係として次式成立する。
Vx=(Vau+Vav+Vaw)/3 ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥(5)
2式と5式から次式が得られる。
Ls(d/dt)Ia=DVa−Vc‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥(6)
但し、

0022

0023

ここで、同期回転座標系への変換行列Cを

0024

0025

とおき、1式および6式を変換行列Cにより、同期回転座標系に変換する。3相表示と区別するため、q−d−0または、q−d座標系の電圧、電流を ^V、 ^Iのように表示する。3相表示とq−d,2軸表示の関係は次のとおりである。

0026

0027

6式を9式を用いて2軸座標系に変換し、両辺に変換行列Cを掛けると
CLs(d/dt)(C-1^Ia)=CDC-1^V−^Vc‥‥‥‥‥‥‥‥(10)
ここで次の関係が成立する。

0028

0029

10式に11式を代入すると次の関係が得られる。

0030

0031

12式で0軸成分は他の成分と関係がないので無視すれば

0032

0033

となる。これを状態方程式として表現すると

0034

0035

次に、1式を9式を用いて、q−d座標系に変換して、両辺に変換行列Cを掛けると、次式が得られきる。
CCp(d/dt)(C-1^Vc)=^Ia−^Il ‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥‥(15)
ここで

0036

0037

15式および16式から

0038

0039

ここで、0軸成分は他の成分と関係が無いので無視すれば、

0040

0041

これを状態方程式として表現すると

0042

0043

次に、出力電圧指令を

0044

0045

とし、そのd−q,2軸変換を求めると、次のようになる。

0046

0047

先に求めたインバータの2軸座標系での状態方程式14式および19式を離散化するのにIEEE PESCConference in Kyoto(April 1988)に記載された1段法と呼ばれる方法を用いる。14式と19式をまとめて次のマトリクス状方程式を得る。

0048

0049

この状態方程式を次のような離散化状態方程式に変換する。

0050

0051

23式におけるマトリクスの各要素は次式で与えられる。
a=(cosωaT+cosωbT)/2
b=(sinωaT+sinωbT)/2
g=(sinωaT−sinωbT)/(2Zf)
h=−(cosωaT−cosωbT)/(4Zf)
e=Zf(sinωaT−sinωbT)/2
f=−Zf(sinωaT−sinωbT)/4
c=[(sinωaT)/ωa+(sinωbT)/ωb]/(2Ls)
d=[(sinωaT/2)2/ωa+(sinωbT/2)2/ωb]/Ls
k=α[(sinωaT/2)2/ωa−(sinωbT/2)2/ωb]
l=−α[(sinωaT)/ωa−(sinωbT)/ωb]/4
m=k,n=l,p=−cLs/Cp,q=−dLs/Cp
ここで、
α=1/√(LsCp),ωa=ω+α,ωb=ω−α,Zf=√(Ls/Cp)
23式をZ変換すれば、次式を得る。

0052

0053

このZ変換したマトリクス状態方程式の初めの2行はインバータのd−q軸電流と他の主回路変数との正確な離散化された関係を示す。このm、g、n、h項を省略すると主回路は図3点線から右側に示すとおりになる。係数bとdとによりd−q,2軸成分が相互に干渉しあうのでこれを打消すためb/cとd/cの補償成分を相互に制御信号に与える。これで干渉はなくなるので、加算器13によってd軸、q軸ともに出力電圧指令値出力電圧検出値の偏差から電流指令値を生成する。そして図1のとおり、電流指令値にもとづく比例+積分(P−I)の有限時間整定制御系を設ける。

0054

電流制御系を図3に示すように比例+積分(P−I)制御としたので、この電流制御系の外側に構成する制御系の応答を電流制御の応答近くまで上げても安定に動作し、過渡応答がよくなる。有限時間整定とするための条件として、系の一巡伝達関数の2根を共に0にするゲインG1 、G3 (積分項)およびG2 、G4 (比例項)を求めると、
G1 =G3 =1/c、G2 =G4 =−a/c‥‥‥‥‥‥‥‥‥(25)
となる。電流制御ユニット8をブロック図で示すと図4のようになる。

0055

次に電圧制御系について述べる。24式の第3、第4行はフィルタコンデンサのd−q,2軸電圧と他の主回路変数との正確に離散化された関係を示す。このp,k,q,l項を省略すると主回路は図5の点線の右側のブロック図で表すことができる。電流制御系の場合と同様にb、f項による干渉をb/e、f/e項により打消して干渉をなくした後、比例制御の有限時間整定系を設ける。図5の系を有限時間整定させる条件として、次の関係が得られる。
G5 =G7 =1/e、G6 =G8 =1−a/e‥‥‥‥‥‥‥‥(26)

0056

図3の点線の右側の主回路ブロックからわかるように、aが小さくなると、主回路の積分動作が正常に働かず、出力電流指令と出力電流検出値との偏差は増幅されることになる。上述したとおり、a=(cosωaT+cosωbT)/2であるから、出力角周波数ωが高く離散化時間Tが出力交流の周期2π/ωやフィルタ時定数に比して無視し得ない状態となり、aが小さくなると、出力電流指令と出力電流検出値との偏差が増幅される。解析によればa<0.8では主回路の積分動作が正常に働かなくなる。これを補償するためには、図6に示すように比例+積分(P−I)の有限時間整定制御系に電力変換装置の出力電流のd軸、q軸それぞれについて電流検出値に基づく、比例の有限時間整定制御系を加えて、比例+積分+比例(P−I−P)の有限時間整定制御系とすればよい。

0057

先に求めた、
G1 =G3 =1/c(積分項)
前提として、電力変換装置の出力電流のd軸、q軸それぞれについて電流検出値に基づく比例制御を有限時間整定とするための条件として、比例+比例(P−P)系の一巡伝達関数の2根を共に0にするゲインG11、G12(追加の比例項)、G9 、G10(比例項)を求めると、
G11=G12=(1−a)/c、G9 =G10=1/c‥‥‥‥‥‥(27)
となる。この項を設けることにより、出力角周波数ωが高く離散化時間Tが出力交流の周期2π/ωに比して無視し得ない状態となり、a<0.8となっても、制御応答上がり出力電流指令と出力電流検出値との偏差を補正できる。以上をまとめると、電流制御ユニット8は図7のブロック図で示すような構成となる。

0058

なお、出力電流指令と出力電流検出値との偏差が増幅されことを補償するための手段として上述の方法とは異なる例を、図8に示す電流制御ユニット8のブロック図を用いて説明する。先に述べた比例+積分(P−I)の有限時間整定制御系に、電力変換装置出力電流のd軸、q軸それぞれの電流指令値に基づく、比例の有限時間整定制御系を追加し、比例+積分+比例(P−I−P)の有限時間整定制御系を設ける。ここで設けた電力変換装置の出力電流のd軸、q軸それぞれの電流指令値に基づく比例制御を有限時間整定とするための条件は、図3についての説明と同様に27式で表すことができる。図3に示した場合と比較して、出力電流のd−q,2軸成分の電流指令値に基づいて比例項を追加したので、出力電流のリップル分が制御に影響を与えず、より歪率の小さい電圧波形が得られる。この場合の電流制御ユニット8は図9に示すブロック図のようになる。

0059

実施形態2.以下、この発明の第2の実施形態である電力変換装置を図を用いて説明する。図10は電圧制御系と電流制御系とを併せたブロック図、図11は電圧制御ユニットのブロック図である。第1の実施形態に関する説明で述べたd軸、q軸それぞれの出力電圧指令値と出力電圧検出値の偏差から電流指令値を出力する手段として、電流制御系の外側にサンプル値制御系を用いた電圧制御系を有し、比例+積分(P−I)制御で構成している。さらに、非干渉項の1/ωCp により干渉をなくしている。電流制御系は有限時間整定制御を用いることにより1サンプル応答となるので、電圧制御系もP−Iのサンプル値制御系で1サンプル応答近くまで上げられる。図10の電圧制御系を1サンプル応答近くまで上げる整定条件として、G13〜G16を求めると、
G13=G15=G14/5 (積分項)、G14=G16=Cp/T(比例項)
となる。

0060

電流制御系を第1の実施形態と同様に比例+積分制御で構成しているので、この電流制御系の外側に設けるサンプル値制御の電圧制御系を比例+積分制御系として、この電圧制御の応答を電流制御の応答近くまで上げても安定に動作させることができ、また電圧制御を比例+積分制御とすることにより出力電圧指令値と出力電圧の偏差をほとんどなくすことができる。従来から、電圧制御についても有限時間整定制御系で構成する方法が提案されているが、電圧制御をDDCの比例+積分(P−I)制御で構成することにより、制御ソフトウエアが電圧制御を有限時間整定制御系で構成するより簡単になり、DDCコントローラの計算が短縮できる。

0061

実施形態3.以下、この発明の第3の実施形態を図12に基づいて説明する。出力交流周波数が400Hzあるいはそれ以上の場合、変換器の出力電流の各相成分検出値を得る手段と、直流電圧検出値を得る手段とを有し、変換器の出力電流の各相成分検出値と直流電圧検出値とにもとづく変換器の上下短絡防止時間Td の補償制御を設ける。

0062

インバータ電流が0をよぎる瞬間に正負反転する変換器の上下アーム短絡防止時間Td の影響により変動する出力電圧変動分絶対値の平均値Vtdは、
Vtd=(E/2)(Td/(1/f0))Cc ‥‥‥‥‥‥‥‥‥(28)
となる。ここで、
Cc ;交流出力1周期における1相分スイッチング回数
fsw;PWMキャリア周波数
f0 ;出力周波数(Cc=2fsw/f0となる)
E ;直流電圧
である。

0063

28式の出力電圧変動分Vtdにより、負荷電流は本来の波形と異なるものとなり、その電流に基づいて出力を制御すると、さらに電圧が乱れる系となる。これを防ぐため、上下アーム短絡防止時間Td による出力電圧変動分Vtdを補償するように、各相において、Ia >0のときは−Vtdを、Ia <0のときは、Vtdを2相/3相変換ユニット出力値に加えて、この加算した3相分の信号によりPWM駆動回路で三角波比較を行う。これにより、変換器の上下アーム短絡防止時間Td が長い場合や、離散時間Tが長い場合においても、容易にTd の高速補償を実現でき、より安定な系を得ることができる。以上をまとめると、電力変換装置の上下アーム短絡防止時間Td を補償した制御装置のブロック図は図12に示すとおりとなる。

0064

以上の説明は、図2に示すような構成でUPS用の電力変換装置として使用する場合を中心に行ったが、図13に示すような高力率コンバータの電力変換装置としても適用することができる。図13の高力率コンバータは、図2に示すような3相の電圧形インバータを用いて交流を直流に変換することにより整流器の代わりに使用するものであり、交流入力側の電流が高力率高調波成分が少なくなるように制御することが望まれる。このような構成に上記各実施形態について説明した有限時間整定制御を用いた電力変換装置を適用することにより、入力の周波数が400Hz以上と高く、離散時間Tが長い場合においても、交流入力側の電流が高力率で、定常偏差や高調波成分が少なくなるように瞬時に動作させることができる。

0065

さらに、図14に示すアクテイブフィルタにも適用できる。アクテイブフィルタは3相の電圧型インバータを用いて、交流線路障害電流を検出して、これと逆位相補償電流を発生させて、障害電流を除去させるものであり、無効電力の調整ができ、交流線路電流の高調波が少なくなるように制御することが望まれる。このような要請を満たすために、上記各実施形態について説明した有限時間整定制御を用いた電力変換装置を適用することにより、離散時間Tが長い場合においても、無効電力を瞬時に調整でき、交流線路電流の高調波が少なくなるように動作させることができる。

発明の効果

0066

この発明によれば、直流または交流の電力を電力変換器を構成するスイッチング素子により交流出力の一周期中に複数回開閉制御し3相交流電力に変換しリアクトルとコンデンサとからなるフィルタを介して所望の3相交流電力を負荷に供給する電力変換装置において、電力変換器の出力電流から同期回転座標上の2軸成分からなる電力変換器電流信号を生成する変換器電流検出手段と、負荷に供給する3相交流電圧と3相交流電流とから同期回転座標上の2軸成分からなる負荷電圧信号と負荷電流信号とをそれぞれ生成する負荷電圧検出手段および負荷電流検出手段と、同期回転座標上の2軸成分からなる出力電圧指令信号を生成する出力電圧指令生成手段と、出力電圧指令信号の各軸成分と前記負荷電圧信号の各軸成分との偏差とから同期回転座標上の2軸成分からなる第1の電流指令信号を生成する第1の電流指令生成手段と、負荷電流信号の各軸成分と第1の電流指令信号の各軸成分とから同期回転座標上の2軸成分からなる第2の電流指令信号を生成する第2の電流指令生成手段とを有し、電流制御系はサンプル値制御系であって、電力変換器電流信号の各軸成分と第2の電流指令の各軸成分とに基づいて、比例+積分の有限時間制定制御としたので、電流制御系の外側に設ける制御系の応答を電流制御の応答近くまで上げても比較的安定に動作しやすいという効果がある。

0067

また、電流制御系に、電力変換器電流信号の各軸成分に基づく比例の有限時間制定制御系を加え、比例+積分+比例の有限時間制定制御系としたので、電力変換器の出力周波数が400Hz以上と高い場合においては制御応答が上がり、所定の正弦波電圧を発生させるために必要な電流が流され、その結果、常に正弦波の出力電圧が得られるという効果がある。

0068

さらにまた、電流制御系に、第2の電流指令の各軸成分とに基づく比例の有限時間制定制御系を加え、比例+積分+比例の有限時間制定制御系としたので、出力電流のリップル分の影響が制御に大きく反映されることがなく、より歪率の少ない正弦波の出力電圧が得られるという効果がある。

0069

さらにまた、第1の電流指令生成手段は、その応答を前記電流制御系の応答近くに設定したDDCの比例+積分制御系で構成したので、過渡応答がよく、安定でかつ定常偏差の少ない正弦波を得ることができるという効果がある。

0070

さらにまた、電力変換器の出力電流の各相成分検出手段と直流電圧検出手段と備え、電力変換器の出力電流の各相成分検出信号と直流電圧検出信号とに基づいて電力変換器の上下短絡防止時間の補償制御を行うようにしたので、高速に上下短絡防止時間の補償が実現でき、その結果、歪率の少ない正弦波の出力電圧が得られるという効果がある。

0071

さらにまた、電力変換器は交流を直流に変換するコンバータとして運転するようにしたので、高力率で高調波の少ない交流入力電流となるように瞬時に動作できるという効果がある。

図面の簡単な説明

0072

図1この発明による電力変換装置の第1の実施例を示す全体構成図である。
図2この発明による電力変換装置の第1の実施例を示す主回路構成である。
図3図1における電流制御系のブロック図である。
図4図1における電流制御ユニットのブロック図である。
図5図1における電圧制御系のブロック図である。
図6図1における電流制御系の変形例を示すブロック図である。
図7図1における電流制御ユニットの変形例を示すブロック図である。
図8図1における電流制御系の他の変形例を示すブロック図である。
図9図1における電流制御ユニットの他の変形例を示すブロック図である。
図10この発明による電力変換装置の第2の実施例における電圧制御系と電流制御系とを併せたブロック図である。
図11この発明による電力変換装置の第2の実施例における電圧制御ユニットのブロック図である。
図12この発明による電力変換装置の第3の実施例における上下短絡防止時間の補償制御を説明するためのブロック図である。
図13この発明による電力変換装置の適用例である高力率コンバータの説明図である。
図14この発明による電力変換装置の適用例であるアクテイブフィルタの説明図である。
図15従来の電力変換装置を示す全体構成図である。

--

0073

1インバータ、2直列リアクトル、3並列コンデンサ、5負荷
8電流制御ユニット、9電圧指令ユニット、10増幅器
11電圧制御ユニット、13加算器、14リミッタ、15減算器
101、102、1033相/2相座標変換ユニット
104 2相/3相座標変換ユニット、808 PWM駆動回路

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