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技術 高周波電力増幅回路

出願人 株式会社次世代衛星通信・放送システム研究所富士通株式会社
発明者 石田等
出願日 1996年8月19日 (22年11ヶ月経過) 出願番号 1996-234644
公開日 1998年3月6日 (21年4ヶ月経過) 公開番号 1998-065465
状態 特許登録済
技術分野 導波管型の結合装置 マイクロ波増幅器
主要キーワード 半波整流波形 奇数次高調波成分 バイヤス 反対位相 度打ち 地上用 パッケージ内壁 奇数次高調波
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この項目の情報は公開日時点(1998年3月6日)のものです。
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図面 (9)

課題

この発明は、半導体デバイスを用いた、F級動作を実現するマイクロ波電力増幅回路で必要となる整合回路に関するものであって、高調波制御回路(例えば、オープンスタブ)による短絡点から実際のFET出力端との間に存在する位相差に着目し、実際のFET出力端で第2高調波短絡となるようにして、FET内部で発生した第2高調波と上記短絡点からの反射波が丁度打ち消し合うようにしたものである。

解決手段

この発明に係るマイクロ波電力増幅回路は、半導体増幅素子(FET)の出力側基本波整合回路入力端、もしくは出力端に、第2高調波に対して短絡となる高調波制御回路(例えば、オープン・スタブ)を接続し、前記半導体素子から該短絡点までの伝送線路の長さ(位相)を調整することにより、前記半導体素子の電力効率を最大にする。

概要

背景

無線送信機においては、その消費電力の大部分が高出力電力増幅器消費される。送信電力に変換されないエネルギーは熱になって消費される。高出力電力増幅器の効率が低い場合は、発熱量が多くなり、装置の性能を保つためには、増大した発熱量に応じた放熱器を取り付けなければならない。また、半導体デバイス高温で動作させると、寿命も短くなり、信頼性も落ちる。特に、排熱環境が厳しい宇宙空間や、地上用途でも放熱器を大きくできない場合に構造設計上大きな問題となる。

このような理由から、増幅器の効率を上げ、発熱量を低く抑える必要がある。増幅器の効率を上げるための回路が種々研究されているが、F級増幅器はその一つである。

F級増幅器は増幅素子出力端子入力信号基本波及び奇数次高調波に対して開放偶数次高調波に対して短絡として、増幅器内部で発生する偶数次高調波が上記短絡点からの反射波打ち消しあって該偶数次高調波の電力の消費がほとんど無くなるようにしたものである。

図1〜図3は、従来のF級増幅器の構成図である。1は半導体増幅素子、2は該増幅素子の出力端子、3は基本波整合回路、4は基本波の2n次高調波で短絡となる高調波制御回路で、ショートスタブあるいはオープン・スタブなどのストリップラインにより分布定数回路で構成されたものである。

図1は、前記高調波制御回路をショート・スタブで実現した場合を示す。前記高調波制御回路をショート・スタブで作ると、直流的にはカット高周波で短絡にするために、スタブの先端に、図の如くコンデンサ5を設ける必要がある。このコンデンサとスタブは通常金線で繋がれるが、この金線はインダクタとして作用し、金線とコンデンサ、金線とスタブの間には寄生成分が発生するので、ショート・スタブの動作解析は複雑となる。

従って、この構成では、基本波で無限大、偶数次高調波で短絡となるインピーダンスを実現することはそれほど易しくない。また、偶数次高調波では、スタブの長さが基本波に対してλ0 /4(λ0 ;基本波の波長)となるため、オープン・スタブに比較して長くなり、小型化が難しい。

図2〜図3は、前記高調波制御回路をオープン・スタブで実現した場合で、基本波のλ0 /8(λ0 ;基本波の波長)のオープン・スタブ6を用いる。オープン・スタブで作製すると、コンデンサを使わないので寄生成分が発生しないし、スタブの長さが基本波に対してλ0 /8となるので小型である。従って、前記短絡点を作るためには、ショート・スタブよりオープン・スタブを用いる方が好ましい。

このオープン・スタブは基本波で容量性負荷となり、そのまま基本波の設計を行うと、特に図2の場合この容量分だけ基本波に対する整合回路設計値からずれが生じてしまう。しかし、このずれに対して、どのような位相で設計すればよいかについて述べた文献は無い。従って、回路設計は前記オープン・スタブを基本波整合回路の後に接続する図3の構成の方が容易である。

また従来、図3と同様の構成で、半導体素子出力側にλ0 /4からなる基本波整合回路を設け、該基本波整合回路の出力端子に基本波f0 で共振する並列共振回路からなる高調波制御回路を接続した構成が知られている。該構成において、並列共振回路は基本波で開放、2倍波、3倍波で短絡となり、F級動作を実現している。基本波整合回路としてλ0 /4の分布定数回路を用いた場合、該基本波整合回路は第2高調波に対してλ/2となるので、前記の如く基本波整合回路の出力端が短絡となるならば、入力端も短絡となるのである。

しかし、前記高調波制御回路を基本波整合回路の入力端、出力端のいずれに結合するにしても、該結合点から実際のFETの出力端までは、金線とか上記短絡部までのストリップ線路とかが存在し、正確にFET素子の出力端を短絡しているわけではない。

概要

この発明は、半導体デバイスを用いた、F級動作を実現するマイクロ波電力増幅回路で必要となる整合回路に関するものであって、高調波制御回路(例えば、オープン・スタブ)による短絡点から実際のFET出力端との間に存在する位相差に着目し、実際のFET出力端で第2高調波が短絡となるようにして、FET内部で発生した第2高調波と上記短絡点からの反射波が丁度打ち消し合うようにしたものである。

この発明に係るマイクロ波電力増幅回路は、半導体増幅素子(FET)の出力側基本波整合回路の入力端、もしくは出力端に、第2高調波に対して短絡となる高調波制御回路(例えば、オープン・スタブ)を接続し、前記半導体素子から該短絡点までの伝送線路の長さ(位相)を調整することにより、前記半導体素子の電力効率を最大にする。

目的

効果

実績

技術文献被引用数
1件
牽制数
6件

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請求項1

半導体増幅素子の第2高調波を抑制するマイクロ波電力増幅回路において、前記半導体素子出力側基本波整合回路入力端、もしくは出力端に前記第2高調波に対して短絡点となる高調波制御回路を接続し、前記半導体素子の出力端から前記短絡点までの伝送線路の長さ(位相)を調整することにより、前記半導体素子の電力効率を最大にしたことを特徴とするマイクロ波電力増幅回路。

請求項2

半導体増幅素子の第2高調波を抑制するマイクロ波電力増幅回路において、前記半導体素子の出力側基本波整合回路の入力端、もしくは出力端に、前記第2高調波に対して短絡点となる高調波制御回路を接続し、前記半導体素子の出力端から前記短絡点までの伝送線路の長さ(位相)を調整することにより、前記半導体素子の出力端に対する第2高調波の反射位相(θ2f0 )を−π/2<θ2f0<π/2としたことを特徴とするマイクロ波電力増幅回路。

請求項3

前記高調波制御回路がオープンスタブであることを特徴とする前記請求項1、または2記載のマイクロ波電力増幅回路。

請求項4

前記半導体素子がFETであることを特徴とする前記請求項1〜3のいずれか1項記載のマイクロ波電力増幅回路。

技術分野

0001

この発明は、半導体デバイスを用い、F級動作を実現するマイクロ波電力増幅回路で必要となる整合回路、特に第2高調波の制御を考慮した整合回路に関するものである。

背景技術

0002

無線送信機においては、その消費電力の大部分が高出力電力増幅器消費される。送信電力に変換されないエネルギーは熱になって消費される。高出力電力増幅器の効率が低い場合は、発熱量が多くなり、装置の性能を保つためには、増大した発熱量に応じた放熱器を取り付けなければならない。また、半導体デバイスを高温で動作させると、寿命も短くなり、信頼性も落ちる。特に、排熱環境が厳しい宇宙空間や、地上用途でも放熱器を大きくできない場合に構造設計上大きな問題となる。

0003

このような理由から、増幅器の効率を上げ、発熱量を低く抑える必要がある。増幅器の効率を上げるための回路が種々研究されているが、F級増幅器はその一つである。

0004

F級増幅器は増幅素子出力端子入力信号基本波及び奇数次高調波に対して開放偶数次高調波に対して短絡として、増幅器内部で発生する偶数次高調波が上記短絡点からの反射波打ち消しあって該偶数次高調波の電力の消費がほとんど無くなるようにしたものである。

0005

図1図3は、従来のF級増幅器の構成図である。1は半導体増幅素子、2は該増幅素子の出力端子、3は基本波整合回路、4は基本波の2n次高調波で短絡となる高調波制御回路で、ショートスタブあるいはオープン・スタブなどのストリップラインにより分布定数回路で構成されたものである。

0006

図1は、前記高調波制御回路をショート・スタブで実現した場合を示す。前記高調波制御回路をショート・スタブで作ると、直流的にはカット高周波で短絡にするために、スタブの先端に、図の如くコンデンサ5を設ける必要がある。このコンデンサとスタブは通常金線で繋がれるが、この金線はインダクタとして作用し、金線とコンデンサ、金線とスタブの間には寄生成分が発生するので、ショート・スタブの動作解析は複雑となる。

0007

従って、この構成では、基本波で無限大、偶数次高調波で短絡となるインピーダンスを実現することはそれほど易しくない。また、偶数次高調波では、スタブの長さが基本波に対してλ0 /4(λ0 ;基本波の波長)となるため、オープン・スタブに比較して長くなり、小型化が難しい。

0008

図2図3は、前記高調波制御回路をオープン・スタブで実現した場合で、基本波のλ0 /8(λ0 ;基本波の波長)のオープン・スタブ6を用いる。オープン・スタブで作製すると、コンデンサを使わないので寄生成分が発生しないし、スタブの長さが基本波に対してλ0 /8となるので小型である。従って、前記短絡点を作るためには、ショート・スタブよりオープン・スタブを用いる方が好ましい。

0009

このオープン・スタブは基本波で容量性負荷となり、そのまま基本波の設計を行うと、特に図2の場合この容量分だけ基本波に対する整合回路が設計値からずれが生じてしまう。しかし、このずれに対して、どのような位相で設計すればよいかについて述べた文献は無い。従って、回路設計は前記オープン・スタブを基本波整合回路の後に接続する図3の構成の方が容易である。

0010

また従来、図3と同様の構成で、半導体素子出力側にλ0 /4からなる基本波整合回路を設け、該基本波整合回路の出力端子に基本波f0 で共振する並列共振回路からなる高調波制御回路を接続した構成が知られている。該構成において、並列共振回路は基本波で開放、2倍波、3倍波で短絡となり、F級動作を実現している。基本波整合回路としてλ0 /4の分布定数回路を用いた場合、該基本波整合回路は第2高調波に対してλ/2となるので、前記の如く基本波整合回路の出力端が短絡となるならば、入力端も短絡となるのである。

0011

しかし、前記高調波制御回路を基本波整合回路の入力端、出力端のいずれに結合するにしても、該結合点から実際のFETの出力端までは、金線とか上記短絡部までのストリップ線路とかが存在し、正確にFET素子の出力端を短絡しているわけではない。

発明が解決しようとする課題

0012

この発明は、このような観点に基づき、従来考慮されていなかった、高調波制御回路の短絡点から実際の半導体素子(FET)出力端との間に存在する位相差に着目し、実際の半導体素子(FET)出力端で第2高調波が短絡となるように、該半導体素子の出力端から上記短絡点までの伝送線路の長さ(位相)を調整して、半導体素子内部で発生した第2高調波と上記短絡点からの反射波が丁度打ち消し合うようにしたものである。

課題を解決するための手段

0013

この発明に係るマイクロ波電力増幅回路は、半導体増幅素子の出力側基本波整合回路の入力端、もしくは出力端に、第2高調波に対して短絡となる高調波制御回路を接続し、前記半導体素子の出力端から前記短絡点までの伝送線路の長さ(位相)を調整することにより、前記半導体素子の電力効率を最大にしたものである。

0014

また、この発明に係るマイクロ波電力増幅回路は、半導体増幅素子の出力側基本波整合回路の入力端、もしくは出力端に、第2高調波に対して短絡となる高調波制御回路を接続し、前記半導体素子から前記短絡点までの伝送線路の長さ(位相)を調整することにより、前記半導体素子の出力端に対する第2高調波の反射位相(θ2f0 )を−π/2<θ2f0 <π/2としたものである。高調波制御回路はオープン・スタブであることが望ましく、前記半導体素子は、通常FETが用いられる。

0015

この発明に係るマイクロ波電力増幅回路は、半導体増幅素子の出力側基本波整合回路の入力端、もしくは出力端で、第2高調波に対して短絡となる高調波制御回路を接続し、半導体増幅素子(FET)内部で発生した第2高調波と前記短絡点からの反射波が丁度打ち消し合うように該高調波制御回路の反射位相を調整することにより、半導体素子の電力効率を最大にできる効果がある。

発明を実施するための最良の形態

0016

図1図3の従来例は、この発明の基本的構成を示す。図1図2は、基本波整合回路3の前に高調波制御回路を設けた例である。図1は、50Ω線路マイクロストリップライン)とショート・スタブを用い、図2図3の高調波制御回路は50Ω線路とオープン・スタブで構成される。

0017

図3は、基本波整合回路3の後に高調波制御回路(オープン・スタブ)を設けた例である。図3の構成の方が、図2の構成よりもオープン・スタブが基本波整合回路に与える影響が少ないので、この発明の基本的構成としてはより好適である。

0018

ただし、この発明は図3のみならず、ショート・スタブを用いた図1のものやオープン・スタブを基本波整合回路の前に接続した図2のものにも適用することができる。

0019

上記基本的構成は、従来知られている。しかし、これら従来例は原理的には正しいが、具体的にマイクロ波電力増幅回路を作ると、第2高調波の短絡回路を設けないものと比較して、さほど電力効率の向上が見られないという欠点があった。

0020

それは、実際のマイクロ波電力増幅回路においては、前記高調波制御回路による短絡点と半導体増幅素子(FET)の増幅部分との間に金線(リード線)とか伝送線路(ストリップ・ライン)が存在し、該金線とか伝送線路のインダクタンスの影響で、半導体増幅素子(FET)の増幅部分において、第2高調波が正確に反対位相になっていないことに起因するものである。高調波の反射位相は、50Ω線路を進んだ波がオープン・スタブで反射され、信号源に戻るまでの伝送距離によって決まる。

0021

この点に着目し、この発明は図4に示す如く、オープンスタブマイクロストリップ・ラインとの結合点を変えたT字型のストリップ・ライン(図4の(イ)、(ロ))を複数個作り、該T字型のストリップ・ラインをFET素子を含むパッケージと基本波整合回路を形成するλ0 /4のマイクロストリップ・ラインの間、あるいは上記基本波整合回路と出力端との間に挿入して電力効率を測定した。

0022

図4において、7〜9は誘電体基板、11は50Ωマイクロストリップライン、1は半導体素子(FET)、3、10は基本波整合回路、12は入力端、13は出力端、14、15はバイヤス回路である。誘電体基板7上にはT字型状にオープンスタブが形成されており、該誘電体基板7は前述の如く、同図(イ)、(ロ)に示すように、間隔Dを変えたものを複数用意し、種々取り替えて電力効率を測定する。その結果を図6に示す。

0023

この回路の動作は以下のとおりである。半導体素子で発生した基本波と高調波は、進行波となり高調波制御回路に入る。高調波制御回路は、基本波に対する挿入損失は小さいので、基本波はわずかに減衰するだけで殆どの成分は通過する。一方、高調波は高調波制御回路で反射され、半導体素子に反射波として戻る。半導体素子からの高調波進行波と高調波制御回路からの反射波は、位相が180°の場合互いに打ち消し合い、位相差が0°の場合強め合う。高効率となるためには、偶数次高調波が互いに打ち消し合う位相(ショート)、奇数次高調波が強め合う位相(オープン)としなけれならない。

0024

なお、マイクロ波電力増幅回路は通常B級動作をさせるので、半波整流波形となり、高調波は偶数次高調波のみとなって、奇数次高調波成分はほとんど生じない。

0025

図6は、出力電力1W級の半導体素子に、本発明を適用した例である。図6において、縦軸は電力効率、横軸はFET素子を含むパッケージの出力端から短絡点までの第2高調波の電気長を計算し、パッケージの出力端における第2高調波の位相を表示したものである。

0026

図6より明らかなように、半導体素子の出力端から短絡点までの伝送線路の長さ(位相)をパラメーターとして電力効率には最適点が存在する。これは明らかに、短絡点と半導体増幅素子(FET)の増幅部分との間に金線(リード線)とか伝送線路(ストリップ・ライン)が存在し、該金線とか伝送線路のインダクタンスの影響で、半導体増幅素子(FET)の増幅部分において、第2高調波が正確に反対位相になっていないことに起因するものである。

0027

ピーク値がー20°近辺となっているのは上記パッケージ内におけるFET素子からパッケージ内壁までのリード線の影響と考えられる。図5は、図4と同様の構成でオープンスタブを基本波整合回路の後に接続した実施例を示す。バイアス回路は記載を省略している。この構成の方が基本波整合回路の直ぐ後にオープンスタブを設けることができ、筐体全体横幅を短くすることができる。

0028

図7に上記高調波制御を行なわない場合と行った場合の入力電力をパラメーターとした電力付加効率実験結果を示す。ただし、高調波制御回路は、オープン・スタブを基本波整合回路の出力側に接続したものである。出力電力1W級の場合、高調波制御を行わない増幅器は最大電力付加効率は約62%であるのに対し、高調波制御を行った増幅器では最大電力付加効率は72〜73%が得られた。ただし、最大出力線形利得などは、高調波制御の有無には関係しない。

0029

図8には、出力インピーダンスの低い10W級の半導体素子に、この発明を上記図7と同様の構成で適用した実験結果を示す。図より明らかなように、出力電力1W級の場合と同様、電力付加効率が約10%向上している。

発明の効果

0030

この発明は、以上説明したように、第2高調波に対して短絡点となる高調波制御回路を伝送線路に接続し、半導体素子から該短絡点までの伝送線路の長さ(位相)を調整することにより、最大電力付加効率は、該高調波制御を行わない場合に較べて約10%向上するという顕著な効果を示した。

0031

このように電力効率が向上したことにより、消費電力が少なくなり、発熱量が小さくなり、熱設計が楽になると共に、軽量化が可能となり、また半導体素子の温度が下がることによって信頼度が向上した。またこの時、最大出力電力、線形利得の低下は生じないことが確認された。

0032

さらに、高調波制御回路としてオープン・スタブを用いた場合、基本波に対するインピーダンスも50Ω近傍に保たれるので、基本波整合回路の設計が容易になるメリットもある。

図面の簡単な説明

0033

図1従来のF級増幅器の構成図を示し、この発明の基本的構成の例を示す図である。
図2従来のF級増幅器の構成図を示し、この発明の基本的構成の他の例を示す図である。
図3従来のF級増幅器の構成図を示し、この発明の好適な基本的構成の例を示す図である。
図4この発明の高周波電力増幅回路の実施例を示す示す図である。
図5この発明の高周波電力増幅回路の他の実施例を示す図である。
図6出力電力1W級の半導体素子に、本発明を適用した場合の実験結果を示す図である。
図7出力電力1W級の半導体素子に、本発明を適用した場合としなかった場合の電力付加効率の比較を示す図である。
図8出力電力10W級の半導体素子に、本発明を適用した場合としなかった場合の電力付加効率の比較を示す図である。

--

0034

1半導体素子
2 半導体素子の出力端
3基本波整合回路
4高調波制御回路(ショート・スタブ)
5コンデンサ
6 高調波制御回路(オープン・スタブ)
7 半導体素子から該短絡点までの伝送線路の長さ(位相)を調整する部分(誘電体基板)
8〜9 誘電体基板
10 基本波整合回路
11 50Ωマイクロストリップライン
12入力端
13 出力端
14、15 バイアス回路

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