技術 放電灯点灯装置および放電灯点灯方法

0001

本発明は、直流電圧を高周波変調によって高周波電圧に変換し、この高周波電圧の極性を低周波で切り替え、高周波成分をローパス・フィルタによって矩形波交流電圧に変換し、放電灯を安定に点灯する高輝度放電灯用電子点灯装置に係り、特に、電子点灯装置の始動に関する。

0002

一般に、放電灯用の点灯装置としては磁気漏れトランスが一般的であるが、小型・軽量化や点灯の安定性（ちらつきや明るさの均一性）向上のために、最近では電子点灯装置が利用され始めている。

0003

電子安定器は、インダクタやフィルタ等の小型部品を使用するために、磁気漏れトランスを使用した場合よりも安定器全体が小型化し、また、通常のインバータの制御に広く用いられる高周波変調を利用して電力制御を行うものである。

0004

従来の高周波変調方式の電子安定器として、米国特許第４，１７０，７４７に開示されている放電灯点灯装置がある。

0005

図６は、上記従来例である放電灯点灯装置ＤＳ５のブリッジインバータ回路を中心に示す図であり、図７は、放電灯点灯装置ＤＳ５における要部の動作波形を示す図である。図８は、放電灯点灯装置ＤＳ５の動作を示すタイミングチャートである。

0006

放電灯点灯装置ＤＳ５は、トランジスタ１１６、１１８、１２８、１３０と、ダイオード１２４、１２６、１３２、１３４とによってフルブリッジ回路が構成され、トランジスタ１１６、１１８を低周波でスイッチングさせ、トランジスタ１２８、１３０を高周波でスイッチングさせている。

0007

ここで、図８における時刻ｔ１からｔ２の間、トランジスタ１１６をオンさせ、ｔ１〜ｔ２の時間よりも充分に短い周期で、トランジスタ１３０をオン・オフさせる。トランジスタ１１６、１３０のオン時は、端子ａ−ｂ間に、端子側ａが正となる方向に、コンデンサ１０８の直流電圧が発生し、トランジスタ１３０がオフすると、チョークコイル１１２、放電灯１１０、ダイオード１２６、ダイオード１２０、トランジスタ１１６、チョークコイル１１２の閉ループに電流が流れ、端子ａ−ｂ間を短絡する。トランジスタ１３０が再びオンすると、端子ａ−ｂ間にコンデンサ１０８の電圧が発生する。

0008

上記動作を繰り返し、時刻ｔ２で全てのトランジスタをオフさせ、時刻ｔ３でトランジスタ１１８と１２８とをオンさせると、端子ａ−ｂ間には端子ｂが正となる方向にコンデンサ１０８の電圧が発生し、トランジスタ１１８をオン、トランジスタ１２８をオフさせると、チョークコイル１１２、ダイオード１２４、ダイオード１２２、トランジスタ１１８、放電灯１１０、チョークコイル１１２の閉ループに電流が流れ、端子ａ−ｂ間を短絡する。

0009

これら一連の動作を繰り返すことによって、トランジスタ１２８、１３０のスイッチング周期の高周波電圧をトランジスタ１１６、１１８のスイッチング周期で極性反転した電圧が、端子ａ−ｂ間に発生する。

0010

トランジスタ１２８、１３０のスイッチング周波数成分を、チョークコイル１１２とコンデンサ１１４で取り除き、放電灯１１０に低周波の矩形波交流電圧を供給する。電流検出抵抗１１４でインバータ回路の入力電流を検出し、トランジスタのオン時間制御（時比率制御）を行うことによって、放電灯１１０へ電流を供給する。

0011

次に、上記従来例における高輝度放電灯の始動について説明する。

0012

放電灯１１０の電極間電圧が約２７０Ｖになると、グロー放電が発生し、グロー放電中に数ｋＶの高電圧（放電灯の種類や電極構造によって異なる）を電極間に印加し、絶縁破壊を起こさせ、アーク放電に移行させる。新しく点灯しやすい放電灯では、高電圧印加直後にアーク放電に移行して点灯するが、そうではない放電灯では、グロー放電をしばらく継続した後に、アーク放電に移行するものや、グロー放電とアーク放電とを何回か遷移した後に、アーク放電となるもの等があり、寿命末期の放電灯や点灯性の悪い放電灯ではアーク放電に移行しない場合がある。

0013

次に、上記従来例において、グロー放電からアーク放電へ移行する場合の動作について説明する。

0014

放電灯の始動時には、図８（１）に示す電圧が電極間に印加され、同図（２）に示す電流が流れる。時刻ｔ１からｔ８までの期間は、放電灯１１０の電極間にアーク放電が起こらず、インバータの入力電圧にイグナイタの出力電圧が加わった電圧が発生する。時刻ｔ８でアーク放電がおこると、放電灯１１０に大きな電流が流れ、端子間電圧は１０Ｖ程度の低い値になる。時刻ｔ９でインバータの出力電圧の極性切り替えが行われると、次の始動パルス電圧が印加される時刻ｔ１０まで電流が流れない。時刻ｔ１１で極性が再び切り替えられると、電流が流れなくなり、次の始動電圧が印加される時刻ｔ１２まで電流が流れず、時刻ｔ１４で電流が再び流れる例を示している。

0015

上記のような動作を繰り返しながら、連続したアークにつながり、定常状態に立ち上がっていく。これは始動時の一例であり、条件や放電灯の種類や点灯時間等により異なり、条件によっては連続したアークにならず点灯できない場合がある。

0016

一方、放電灯を確実に点灯させるようにするための装置が、特公平６−０６５１７５号に開示されている。この従来例は、放電灯始動時に放電灯印加電圧の極性を切り替えず、つまり、直流電圧を加え、アーク放電に確実に移行した後、極性切換を行う方法である。

0017

図９は、この従来例である放電灯点灯装置ＤＳ６を示す回路図である。

0018

放電灯点灯装置ＤＳ６において、高周波発振器２５１と低周波発振器２５２とを有し、低周波発振器２５２の出力をフリップフロップ２５３で分周し、低周波で動作するトランジスタの動作周期を決定する。タイマ回路Ｔｍによって制御されるリレーＲＹの接点ｒ１、ｒ２によって、フリップフロップ２５３の「Ｈ」、「Ｌ」出力信号が切り換えられる。

0019

放電灯点灯前は、トランジスタ２６１がオフしており、リレーＲＹの接点ｒ１、ｒ２は、図９に示してあるように、コモン接点ｃ１、ｃ２は、それぞれｂ１、ｂ２に接続され、ＮＯＲ回路２５４が高周波発振器２５１の出力信号を反転し、ＮＯＲ回路２５５の出力信号は「Ｌ」になる。

0020

駆動回路２５６、２５７は、それぞれＮＯＲ回路２５４、２５５の信号に従って、ブリッジインバータのトランジスタ、たとえば図６のトランジスタ１２８、１３０を駆動する。一方、駆動回路２５８、２５９はそれぞれリレーのコモン接続点ｃ１、ｃ２に接続されているので、「Ｌ」、「Ｈ」となり、ブリッジインバータのトランジスタ、たとえば図６に示すブリッジインバータのトランジスタをそれぞれオフ、オン駆動する。

0021

したがって、ブリッジインバータの出力電圧は一方向のみとなり、つまり直流電圧が放電灯に印加される。そして、タイマ回路が計測する規定の時間が経過した後に、トランジスタ２６１をオンさせると、リレーが動作し、コモン接点ｃ１、ｃ２はそれぞれａ１、ａ２に接続され、ＮＯＲ回路の入力端子はフリップフロップ回路２５３の出力端子に接続され、低周波発振器２５２が出力する信号の周期に従って、駆動回路２５８、２５９がブリッジインバータ回路のトランジスタを駆動し、放電灯には交流電圧が加わる。

0022

このように、放電灯の始動時に直流電圧を加えることによって、アークを安定に成長させた後、交流電圧を加えることによって、放電灯の始動時に直流電圧を加え、これによって、アークを安定に成長させ、その後、交流電圧を印加することによって、放電灯を確実に立ちあげていくことができる。

0023

しかし、上記従来方法では、低周波の発振器と高周波の発振器との２つの発振器を用意しなければならず、コストアップになるという問題があり、しかも点灯時の電圧極性が常に決まっているので、電極の片減りがあり、これによって放電灯の寿命が短くなるという問題があり、また、直流から突然定常周波数に変わるので、放電灯の立ち消えのおそれがあるという問題がある。

0024

一方、放電灯の点灯開始時に、グロー放電電圧（２７０〜３００Ｖ）以上の電圧を放電灯の電極間に印加しないとアーク放電に移行しないので、インバータ出力電圧を３００Ｖ以上に設定しているが、放電灯が一旦点灯する（アーク放電する）と、放電灯の両端がほぼ短絡状態になる。このように、放電灯がアーク放電に移行すると、インピーダンスが急激に減少し、大きな電流が流れ、このために電流制限が必要になる。この電流制限を行うために、磁気漏れトランス方式では漏れインダクタンスが使用され、電子安定器では一般のインバータと同様に、時比率制御が用いられている。

0025

しかし、放電灯の点灯直後の電極間電圧は数ボルト〜１０Ｖ程度と極端に低いので、電子安定器において電流を充分に制限するためには、時比率を非常に小さくしなければならないが、スイッチ素子の動作遅れや制御信号の伝達遅れ等によって、短くすべきオン時間の長さには限界があり、このために、放電灯がアーク放電に移行した後におけるアーク放電の電流量を制限することが困難である（もっともその電流量を制限し過ぎると、ランプを点灯することができない）。

0026

したがって、上記従来例においては、電流容量を大きくする必要があり、インダクタなどが大きくなり、装置の大型化、コストの上昇という問題が生じる。また、上記従来例においては、アーク放電開始直後の電流量を小さくすることができないので、放電灯に過大な電流が流れ、放電灯の寿命が低下するという問題がある。

0027

本発明は、放電灯の点灯直後における放電灯電流を制限することができる放電灯点灯装置を提供することを目的とするものである。

0028

本発明は、矩形波の高周波電力が重畳された低周波電力を高輝度放電灯に印加する点灯装置において、高輝度放電灯の点灯開始時には、矩形波の高周波電力の周波数を定常時よりも下げ、一方、高輝度放電灯が点灯ししかも高輝度放電灯の端子電圧が定常電圧よりも低い所定電圧に達したら、矩形波電圧の高周波電力の周波数を定常周波数まで上昇させるものである。

0029

本発明は、高輝度放電灯の点灯開始時には、高輝度放電灯に印加する矩形波電圧の変調周波数を定常時よりも下げるので、信号の伝達遅れまたはスイッチの動作遅れによって電界効果トランジスタのオン時間を絞りきれなくなったとしても、ブリッジインバータ回路における電界効果トランジスタのオン時比率が小さくなり、インバータの出力電流を小さくでき、したがって、放電灯の点灯直後における放電灯電流を制限することができる。

0030

図１は、本発明の第１の実施例である放電灯点灯装置ＤＳ１を示す回路図である。

0031

放電灯点灯装置ＤＳ１は、直流電力供給装置としての直流電源１と、電流検出回路１０と、ブリッジインバータ回路２０と、ローパスフィルタ回路３０と、放電灯電圧検出回路４０と、イグナイタ回路５０と、放電灯点灯レベル判別回路６０と、発振周波数制御回路７０と、制御回路８０と、論理回路９０とを有し、高輝度放電灯（メタルハライド放電灯やナトリウム放電灯等）ＬＡを点灯させる装置である。

0032

電流検出回路１０は、変流器ＣＴの２次側に流れる電流に基づいて、ブリッジインバータ回路２０に入力される電流の値を検出する回路である。

0033

ブリッジインバータ回路２０は、直流電圧を入力し、矩形波の高周波電力が重畳された低周波電力を出力する回路であり、低周波アーム駆動回路２１と、高周波アーム駆動回路２２と、トランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４と、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６とを有する回路である。低周波アーム駆動回路２１と、高周波アーム駆動回路２２とは、後述する論理回路９０の出力端子ａ、ｂ、ｃ、ｄから出力されるパルスによって制御される。なお、論理回路９０の出力端子ａ、ｂ、ｃ、ｄは、高周波アーム駆動回路２２、低周波アーム駆動回路２１の入力端子ａ、ｂ、ｃ、ｄにそれぞれ接続されている。

0034

ローパスフィルタ回路３０は、ブリッジインバータ回路２０が出力する高周波変調された低周波電圧の高周波成分を除去することによって、放電灯ＬＡに望ましい低周波矩形電圧を与える回路であり、インダクタＬ１とコンデンサＣ１とを有する。

0035

放電灯電圧検出回路４０は、ローパスフィルタ回路３０の出力電圧を、整流回路ＲＥＣで整流し、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２とによって平滑し、この平滑された電圧がツェナーダイオードＶＺ１のツェナー電圧以上になったときに、抵抗Ｒ２を介してホトカプラＰＣ１の発光ダイオードに電流が流れ、この電流の値に応じた光がホトカプラＰＣ１の発光ダイオードから出力されるものである。また、イグナイタ回路５０は、トランスＴと発振回路５１とを有し、この出力端子に放電灯ＬＡが接続されている。

0036

放電灯点灯レベル判別回路６０は、放電灯ＬＡに流れる電流と放電灯ＬＡに印加される電圧とに応じて、放電灯ＬＡの点灯レベルを判別する回路であり、無負荷時の電流と短絡時の電流とを区別するために、放電灯ＬＡの電圧を検出している。

0037

発振周波数制御回路７０は、ブリッジインバータ回路２０において行う高周波変調の周波数を制御する回路である。

0038

制御回路８０は、発振周波数制御回路７０のトランジスタＱ８のコレクタ電流に応じてパルス幅を決定し、発振器８１によって動作周波数を決定する回路であり、基準電圧源Ｅref と、増幅器８２と、コンパレータ８３とを有する。

0039

発振器８１は、三角波電圧を発生する回路であり、増幅器８２は、電流検出回路１０の出力電圧を誤差増幅する回路であり、コンパレータ８３は、発振器８１が発生した三角波電圧と、増幅器８２が出力した誤差信号とを比較し、ブリッジインバータ回路２０の高周波で動作するアーム中の電界効果トランジスタＱ３、Ｑ４を駆動する信号を出力する回路である。

0040

なお、トランジスタＱ８がオフしていると、発振器８１の発振周波数は、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ４との時定数で決定される周波数になるが、トランジスタＱ８のコレクタから抵抗Ｒ１２へ電流が供給されると、発振器８１の発振周波数は低くなる。この理由については後述する。

0041

論理回路９０は、分周器９１と、フリップフロップ回路９２と、ＡＮＤ回路９３、９４とを有し、ブリッジインバータ回路２０の高周波アーム駆動回路２２、低周波アーム駆動回路２１に供給するパルスを出力する回路である。分周器９１は、コンパレータ８３の出力信号の周波数を低下させる回路であり、フリップフロップ回路９２は、分周器９１によって低下された周波数の信号を２分割する回路である。ＡＮＤ回路９３、９４は、コンパレータ８３の出力信号を、電界効果トランジスタＱ３とＱ４との駆動信号に振り分ける回路である。

0042

次に、放電灯点灯装置ＤＳ１の動作について説明する。

0043

図５は、放電灯点灯装置ＤＳ１における放電灯ＬＡの両端電圧と電流とを示す図である。

0044

まず、放電灯ＬＡの点灯前（図５における時刻Ｔ０）は、ブリッジインバータ回路２０の入力電流が小さな値であるので、電流検出回路１０の出力値が小さく、放電灯点灯レベル判別回路６０におけるトランジスタＱ５がオフし、Ｑ６がオンし、発振周波数制御回路７０における増幅器７１の非反転入力端子の電位とトランジスタＱ８のエミッタ電位とが等しい。つまり、増幅器７１としてのオペアンプは非反転入力端子と反転入力端子とが同電位になるように動作し、また、入力インピーダンスが非常に大きいので入力端子に流れ込む電流はゼロとみなせ、したがってＲ９に流れる電流はゼロであり、Ｒ９の電圧もゼロになり、このために、増幅器７１の非反転入力端子の電位とトランジスタＱ８のエミッタ電位とが等しくなる。

0045

上記のように、増幅器７１の非反転入力端子の電位とトランジスタＱ８のエミッタ電位とが等しいために、トランジスタＱ８のコレクタには、おおよそ｛Ｒ７／（Ｒ７＋Ｒ８）｝・（Ｅref ／Ｒ１１）の電流が流れる。この結果、発振器８１の発振周波数が低くなる。つまり、トランジスタＱ６がオンすると、コンデンサＣ３の充電電荷が放電され、増幅器７１の非反転端子の電圧が最小になり、増幅器７１の出力端子の電位は、反転入力端子の電位と非反転入力端子の電位とが等しくなるように動作するので、トランジスタＱ８のコレクタ電流が大きくなる。抵抗Ｒ１２の両端電圧が常に等しくなるように発振器８１から電流が流れ出すので、トランジスタＱ８のコレクタ電流が流れると、発振器８１の上の入力端子から流れ出す電流が減少し、発振器８１からみた抵抗Ｒ１２の抵抗値がみかけ上大きくなり、発振器８１の発振周波数が低くなる。

0046

このように発振器８１の発振周波数が低くなることによって、インバータブリッジ回路２０の動作周波数が低くなる。このようにインバータブリッジ回路２０の動作周波数が低くなると、ブリッジインバータ回路２０における電界効果トランジスタのオフ時間が長くなるので、その電界効果トランジスタのオン時比率が小さくなり、インバータの出力電流を小さくでき、したがって、放電灯の点灯直後における放電灯電流を制限することができる。

0047

その後、放電灯ＬＡが点灯する（図５における時刻Ｔ１）と、ブリッジインバータ回路２０に電流が流れたことを電流検出回路１０が検出し、トランジスタＱ５がオンし、トランジスタＱ６がオフするが、放電灯ＬＡの電圧は上記のようにほぼ ゼロであり、放電灯電圧検出回路４０の整流器ＲＥＣの出力電圧もゼロであり、ホトカプラＰＣ１の発光ダイオードに電流が流れず、トランジスタＱ７がオンし、増幅器７１の状態は変わらず、発振器８１の周波数は下がったままである。したがって、放電灯ＬＡが点灯し、放電灯ＬＡの両端が短絡状態になっても、出力電流が過大になることを防止することができる。なお、図５では電流が制限されていないようにも見えるが、従来例では図５に示す電流量よりもさらに多くの電流が流れており、この従来例と比較すると、図５に示す実施例の電流量が少なくなっている。また、図５に示す程度に電流を流さないと、放電灯ＬＡが点灯状態を維持することができない。

0048

放電灯ＬＡが点灯状態をさらに続行する（図５における時刻Ｔ２）と、放電灯ＬＡの電圧が緩やかに上昇し、放電灯電圧検出回路４０がこの電圧上昇を検出し、整流回路ＲＥＣの出力電圧が定電圧ダイオードＶＺ１のツェナー電圧まで上昇する（図５における時刻Ｔ３）と、ホトカプラＰＣ１の発光ダイオードが点灯し、放電灯点灯レベル判別回路６０のトランジスタＱ７がオフする。

0049

このときに、トランジスタＱ６はまだオフしているので、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ８との時定数に応じて、コンデンサＣ３の両端電圧が上昇する。抵抗Ｒ８の両端電圧が低下し、抵抗Ｒ１１の両端電圧は抵抗Ｒ８の両端電圧と等しく設定されているので、コンデンサＣ３の電位上昇に従って抵抗Ｒ１１の電位が減少し、トランジスタＱ８のコレクタ電流が低下する。この結果、発振器８１の発振周波数が上昇する。コンデンサＣ４の両端電圧が基準電圧値Ｅref まで上昇すると、トランジスタＱ８のコレクタ電流がゼロになり、発振器８１の発振周波数は定常周波数で安定する。

0050

上記実施例によれば、１つの発振回路８１によって、放電灯ＬＡの点灯時における電流を制限することができる。したがって、低周波の発振器と高周波の発振器との２つの発振器を用意することによるコストアップ要因を排除できる。

0051

また、上記実施例によれば、始動時に放電灯ＬＡに印加する電圧の周波数を下げることができ、点灯時から交流電圧であるので、放電灯ＬＡの電極の片減りが生じることがなく、放電灯ＬＡの寿命を長くすることができる。

0052

さらに、上記実施例によれば、周波数の上昇を緩やかに制御できるので、周波数の過渡変化によって放電灯ＬＡが立ち消えする可能性を著しく改善でき、放電灯ＬＡを確実に点灯立ち上げすることができる。

0053

図２は、本発明の第２の実施例である放電灯点灯装置ＤＳ２を示す回路図である。

0054

放電灯点灯装置ＤＳ２は、基本的には放電灯点灯装置ＤＳ１と同じであるが、放電灯電圧検出回路４０の代りに、放電灯電圧検出回路４０ａが設けられ、放電灯点灯レベル判別回路６０の代りに、放電灯点灯レベル判別回路６０ａが設けられ、これら以外の回路は、放電灯点灯装置ＤＳ１と同じである。

0055

放電灯電圧検出回路４０ａは、互いに閾値が異なる定電圧ダイオードＶＺ１、ＶＺ２１を有する。定電圧ダイオードＶＺ１は、放電灯電圧が定常電圧の１／４〜１／３に達したときに導通するものであり、ホトカプラＰＣ１を介して、放電灯点灯レベル判別回路６０ａのトランジスタＱ７をオフさせるものである。また、定電圧ダイオードＶＺ２１は、放電灯電圧が定常電圧の１／３〜２／３に達したときに導通するものであり、ホトカプラＰＣ２１を介して、放電灯点灯レベル判別回路６０ａのトランジスタＱ２７をオフさせるものである。

0056

放電灯点灯レベル判別回路６０ａは、放電灯点灯レベル判別回路６０に、ホトカプラ２１のホトトランジスタと、そのコレクタ抵抗Ｒ２６と、トランジスタＱ２７と、このコレクタ抵抗Ｒ２７とを追加した回路である。

0057

次に、放電灯点灯装置ＤＳ２の動作について説明する。

0058

まず、放電灯ＬＡが点灯すると、上記と同様に、放電灯点灯レベル判別回路６０ａのトランジスタＱ６がオフし、トランジスタＱ７、Ｑ２７はともにオンする。したがって、発振周波数制御回路７０の増幅器７１の非反転入力端子の電圧は、抵抗Ｒ８とＲ７との分圧比に、または抵抗Ｒ８とＲ２７との分圧比に、基準電圧Ｅref を掛けた値になり、発振器８１の発振周波数が、定常時よりも低い第１の周波数まで下がる。

0059

次に、放電灯ＬＡの電圧が次第に上昇し、定常時における放電灯ＬＡの電圧の１／４〜１／３に達したときに、ツェナーダイオードＶＺ１が導通し、ホトカプラＰＣ１が信号を送り、トランジスタＱ７がオフする。これによって、増幅器７１の非反転入力端子の電圧は、抵抗Ｒ８とＲ２７との分圧比に基準電圧Ｅref を掛けた値になり、発振器８１の発振周波数が、上記第１の周波数よりも高く、定常周波数よりも低い第２の周波数まで上昇する。

0060

その後、放電灯ＬＡの電圧がさらに上昇し、定常時の１／３〜２／３に達すると、ツェナーダイオードＶＺ２１が導通し、ホトカプラＰＣ２１が信号を送り、トランジスタＱ２７がオフする。これによって、増幅器７１の非反転入力端子の電圧は、基準電圧Ｅref になり、発振器８１の発振周波数が、定常周波数まで上昇する。

0061

放電灯点灯装置ＤＳ２によれば、上記のように、発振周波数が、第１の周波数から第２の周波数へ上昇し、その後、第２の周波数から定常値まで上昇するときに、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ８とによる時定数、抵抗Ｒ７とＲ２７とによる時定数を利用しているので、放電灯供給電圧の周波数変化が、放電灯点灯装置ＤＳ１よりも緩やかであり、放電灯供給電圧の立ち上がり過程における急激な変化が緩和され、放電灯ＬＡの立ち消えをより防止することができる。

0062

つまり、放電灯点灯装置ＤＳ２によれば、放電灯ＬＡに印加する矩形波電圧の変調周波数を３段階に変化させているので、その矩形波電圧の立ち上がり過程における急激な変化がより緩和され、放電灯ＬＡの立ち消えをより防止できる。

0063

図３は、第３の実施例である放電灯点灯装置ＤＳ３を示す回路図である。

0064

放電灯点灯装置ＤＳ３は、基本的には放電灯点灯装置ＤＳ１と同じであるが、論理回路９０の代りに論理回路９０ａを設け、これ以外の回路は、放電灯点灯装置ＤＳ１と同じである。なお、論理回路９０ａは、論理回路９０中の分周器９１を、発振器９５に置き換えたものである。

0065

放電灯点灯装置ＤＳ１、ＤＳ２においては、高周波側の周波数変化に応じて、放電灯電圧の周波数が変わるので、放電灯ＬＡの点灯時の周波数が下がり過ぎた場合には、ちらつきが発生し、利用者に不快感を与えることがある。

0066

放電灯点灯装置ＤＳ３は、このちらつきの発生を防止するために、低周波側の周波数を下げずに、変調周波数のみを下げるようにしたものであり、放電灯ＬＡの点灯時の電流を規定値に抑えるものである。

0067

すなわち、一般に、放電灯ＬＡの点灯直後は、上記のように短絡状態となり、このときに電流が流れ過ぎると、スイッチ素子や、フィルタを大形化する必要が生じるばかりでなく、放電灯ＬＡの電極を劣化させ、逆に電流を制限し過ぎると、放電灯電圧が充分に立ち上がらず、放電灯電圧の上昇が途中で止まり、放電灯の立ち消えになる。

0068

そこで、放電灯点灯装置ＤＳ３は、変調周波数を緩やかに変化させ、時比率を連続で変えることによって、始動時の電流を安定に制御するようにしたものである。

0069

なお、一般に、スイッチング電源では、短絡時の電流制限として、飛ばし制御（間引き制御）が行われるが、この飛ばし制御による電流制限を放電灯点灯装置において採用することは問題である。つまり、飛ばし制御とは、スイッチング電源の出力短絡時に、電流増加による電源保護を図る制御であり、定常周期で負荷に電力を供給中に、時々電力供給を休止し、平均的な電流を抑える制御方法である。飛ばし制御は、定常周期で電力供給中に休止するので、休止した期間では電流の落ち込みが生じるものであり、電圧形の負荷の場合においては、短絡時は異常状態であるために電流落ち込みが生じても問題ないが、放電灯ＬＡは電流形の負荷であり、電流供給が停止されたり落ち込んだりすると、放電灯ＬＡが消えてしまうことがある。したがって、飛ばし制御による電流制限を放電灯点灯装置において採用することには問題がある。

0070

図４は、本発明の第４の実施例である放電灯点灯装置ＤＳ４を示す回路図である。

0071

放電灯点灯装置ＤＳ４は、基本的には放電灯点灯装置ＤＳ２と同じであるが、論理回路９０の代りに論理回路９０ａを設け、これ以外の回路は、放電灯点灯装置ＤＳ２と同じである。なお、論理回路９０ａは、論理回路９０中の分周器９１を、発振器９５に置き換えたものである放電灯点灯装置ＤＳ４は、放電灯点灯装置ＤＳ２中の分周回路９１を、放電灯点灯装置ＤＳ３と同じように、発振器９５に置き換えた例であり、この実施例の動作は、放電灯点灯装置ＤＳ３と同じであり、変調周波数の上昇を２段階にし、その上昇をより緩やかにした実施例である。

0072

上記実施例は、直流電源１を入力とするものであるが、直流電源１として、どのような構成のものを使用してもよく、たとえば電池、交流電圧を整流した直流電源、スイッチモード整流回路を利用して得た直流電源を使用してもよい。

0073

本発明によれば、高輝度放電灯の点灯直後における放電灯電流を制限することができるという効果を奏する。

0074

図１本発明の第１の実施例である放電灯点灯装置ＤＳ１を示す回路図である。
図２本発明の第２の実施例である放電灯点灯装置ＤＳ２を示す回路図である。
図３第３の実施例である放電灯点灯装置ＤＳ３を示す回路図である。
図４本発明の第４の実施例である放電灯点灯装置ＤＳ４を示す回路図である。
図５放電灯点灯装置ＤＳ１における放電灯の両端電圧と電流とを示す図である。
図６従来例である放電灯点灯装置ＤＳ５のブリッジインバータ回路を中心に示す図である。
図７放電灯点灯装置ＤＳ５における要部の動作波形を示す図である。
図８放電灯点灯装置ＤＳ５の動作を示すタイミングチャートである。
図９この従来例である放電灯点灯装置ＤＳ５を示す回路図である。

0075

ＤＳ１〜ＤＳ４…放電灯点灯装置、
１０…電流検出回路、
２０…ブリッジインバータ回路、
３０…ローパスフィルタ回路、
４０…放電灯電圧検出回路、
６０、６０ａ…放電灯点灯レベル判別回路、
７０…発振周波数制御回路、
８０…制御回路、
８１、９５…発振器、
９０、９０ａ…論理回路、
９１…分周器、
ＬＡ…高輝度放電灯。