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技術 放電灯点灯装置および放電灯点灯方法

出願人 オリジン電気株式会社
発明者 関根正興高橋茂樹
出願日 1995年4月21日 (25年9ヶ月経過) 出願番号 1995-120539
公開日 1996年11月5日 (24年3ヶ月経過) 公開番号 1996-293388
状態 拒絶査定
技術分野 放電ランプ高周波または変換器直流点灯回路
主要キーワード 直流電力供給装置 定常周波数 片減り グロー放電電圧 インバータブリッジ回路 トランス方式 発振周波数制御回路 磁気漏れ
関連する未来課題
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図面 (10)

目的

放電灯点灯直後における放電灯電流を充分に小さくすることができる放電灯点灯装置を提供することを目的とするものである。

構成

矩形波高周波電力重畳された低周波電力高輝度放電灯印加する点灯装置において、高輝度放電灯の点灯開始時には、矩形波の高周波電力の周波数定常時よりも下げ、一方、高輝度放電灯が点灯ししかも高輝度放電灯の端子電圧定常電圧よりも低い所定電圧に達したら、矩形波電圧の高周波電力の周波数を定常周波数まで上昇させるものである。

概要

背景

一般に、放電灯用点灯装置としては磁気漏れトランスが一般的であるが、小型・軽量化や点灯の安定性(ちらつきや明るさの均一性)向上のために、最近では電子点灯装置が利用され始めている。

電子安定器は、インダクタフィルタ等の小型部品を使用するために、磁気漏れトランスを使用した場合よりも安定器全体が小型化し、また、通常のインバータの制御に広く用いられる高周波変調を利用して電力制御を行うものである。

従来の高周波変調方式の電子安定器として、米国特許第4,170,747に開示されている放電灯点灯装置がある。

図6は、上記従来例である放電灯点灯装置DS5のブリッジインバータ回路を中心に示す図であり、図7は、放電灯点灯装置DS5における要部の動作波形を示す図である。図8は、放電灯点灯装置DS5の動作を示すタイミングチャートである。

放電灯点灯装置DS5は、トランジスタ116、118、128、130と、ダイオード124、126、132、134とによってフルブリッジ回路が構成され、トランジスタ116、118を低周波スイッチングさせ、トランジスタ128、130を高周波でスイッチングさせている。

ここで、図8における時刻t1からt2の間、トランジスタ116をオンさせ、t1〜t2の時間よりも充分に短い周期で、トランジスタ130をオン・オフさせる。トランジスタ116、130のオン時は、端子a−b間に、端子側aが正となる方向に、コンデンサ108の直流電圧が発生し、トランジスタ130がオフすると、チョークコイル112、放電灯110、ダイオード126、ダイオード120、トランジスタ116、チョークコイル112の閉ループ電流が流れ、端子a−b間を短絡する。トランジスタ130が再びオンすると、端子a−b間にコンデンサ108の電圧が発生する。

上記動作を繰り返し、時刻t2で全てのトランジスタをオフさせ、時刻t3でトランジスタ118と128とをオンさせると、端子a−b間には端子bが正となる方向にコンデンサ108の電圧が発生し、トランジスタ118をオン、トランジスタ128をオフさせると、チョークコイル112、ダイオード124、ダイオード122、トランジスタ118、放電灯110、チョークコイル112の閉ループに電流が流れ、端子a−b間を短絡する。

これら一連の動作を繰り返すことによって、トランジスタ128、130のスイッチング周期高周波電圧をトランジスタ116、118のスイッチング周期で極性反転した電圧が、端子a−b間に発生する。

トランジスタ128、130のスイッチング周波数成分を、チョークコイル112とコンデンサ114で取り除き、放電灯110に低周波の矩形波交流電圧を供給する。電流検出抵抗114でインバータ回路入力電流を検出し、トランジスタのオン時間制御時比率制御)を行うことによって、放電灯110へ電流を供給する。

次に、上記従来例における高輝度放電灯始動について説明する。

放電灯110の電極間電圧が約270Vになると、グロー放電が発生し、グロー放電中に数kVの高電圧(放電灯の種類や電極構造によって異なる)を電極間印加し、絶縁破壊を起こさせ、アーク放電移行させる。新しく点灯しやすい放電灯では、高電圧印加直後にアーク放電に移行して点灯するが、そうではない放電灯では、グロー放電をしばらく継続した後に、アーク放電に移行するものや、グロー放電とアーク放電とを何回か遷移した後に、アーク放電となるもの等があり、寿命末期の放電灯や点灯性の悪い放電灯ではアーク放電に移行しない場合がある。

次に、上記従来例において、グロー放電からアーク放電へ移行する場合の動作について説明する。

放電灯の始動時には、図8(1)に示す電圧が電極間に印加され、同図(2)に示す電流が流れる。時刻t1からt8までの期間は、放電灯110の電極間にアーク放電が起こらず、インバータの入力電圧イグナイタ出力電圧が加わった電圧が発生する。時刻t8でアーク放電がおこると、放電灯110に大きな電流が流れ、端子間電圧は10V程度の低い値になる。時刻t9でインバータの出力電圧の極性切り替えが行われると、次の始動パルス電圧が印加される時刻t10まで電流が流れない。時刻t11で極性が再び切り替えられると、電流が流れなくなり、次の始動電圧が印加される時刻t12まで電流が流れず、時刻t14で電流が再び流れる例を示している。

上記のような動作を繰り返しながら、連続したアークつながり定常状態立ち上がっていく。これは始動時の一例であり、条件や放電灯の種類や点灯時間等により異なり、条件によっては連続したアークにならず点灯できない場合がある。

一方、放電灯を確実に点灯させるようにするための装置が、特公平6−065175号に開示されている。この従来例は、放電灯始動時に放電灯印加電圧の極性を切り替えず、つまり、直流電圧を加え、アーク放電に確実に移行した後、極性切換を行う方法である。

図9は、この従来例である放電灯点灯装置DS6を示す回路図である。

放電灯点灯装置DS6において、高周波発振器251と低周波発振器252とを有し、低周波発振器252の出力をフリップフロップ253で分周し、低周波で動作するトランジスタの動作周期を決定する。タイマ回路Tmによって制御されるリレーRYの接点r1、r2によって、フリップフロップ253の「H」、「L」出力信号切り換えられる。

放電灯点灯前は、トランジスタ261がオフしており、リレーRYの接点r1、r2は、図9に示してあるように、コモン接点c1、c2は、それぞれb1、b2に接続され、NOR回路254が高周波発振器251の出力信号を反転し、NOR回路255の出力信号は「L」になる。

駆動回路256、257は、それぞれNOR回路254、255の信号に従って、ブリッジインバータのトランジスタ、たとえば図6のトランジスタ128、130を駆動する。一方、駆動回路258、259はそれぞれリレーのコモン接続点c1、c2に接続されているので、「L」、「H」となり、ブリッジインバータのトランジスタ、たとえば図6に示すブリッジインバータのトランジスタをそれぞれオフ、オン駆動する。

したがって、ブリッジインバータの出力電圧は一方向のみとなり、つまり直流電圧が放電灯に印加される。そして、タイマ回路が計測する規定の時間が経過した後に、トランジスタ261をオンさせると、リレーが動作し、コモン接点c1、c2はそれぞれa1、a2に接続され、NOR回路の入力端子フリップフロップ回路253の出力端子に接続され、低周波発振器252が出力する信号の周期に従って、駆動回路258、259がブリッジインバータ回路のトランジスタを駆動し、放電灯には交流電圧が加わる。

このように、放電灯の始動時に直流電圧を加えることによって、アークを安定に成長させた後、交流電圧を加えることによって、放電灯の始動時に直流電圧を加え、これによって、アークを安定に成長させ、その後、交流電圧を印加することによって、放電灯を確実に立ちあげていくことができる。

概要

放電灯の点灯直後における放電灯電流を充分に小さくすることができる放電灯点灯装置を提供することを目的とするものである。

矩形波高周波電力重畳された低周波電力を高輝度放電灯に印加する点灯装置において、高輝度放電灯の点灯開始時には、矩形波の高周波電力の周波数定常時よりも下げ、一方、高輝度放電灯が点灯ししかも高輝度放電灯の端子電圧定常電圧よりも低い所定電圧に達したら、矩形波電圧の高周波電力の周波数を定常周波数まで上昇させるものである。

目的

本発明は、放電灯の点灯直後における放電灯電流を制限することができる放電灯点灯装置を提供することを目的とするものである。

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
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請求項1

直流電力供給装置と、この直流電力供給装置からの直流電力を、矩形波高周波電力重畳された低周波電力に変換し、高輝度放電灯電力を供給するブリッジインバータ装置と、このブリッジインバータ回路入力電流を検出する電流検出装置とを具備する放電灯点灯装置において、上記高輝度放電灯に印加されている電圧を検出する放電灯電圧検出装置と;この放電灯電圧検出装置が検出した電圧に応じて、上記高輝度放電灯に印加する上記矩形波の高周波電力の変調周波数を段階的に変化させる変調周波数制御手段と;を有することを特徴とする放電灯点灯装置。

請求項2

請求項1において、上記変調周波数制御手段は、上記高輝度放電灯の点灯開始時には、上記高輝度放電灯に印加する上記矩形波の高周波電力の変調周波数を定常時よりも下げ、一方、上記高輝度放電灯が点灯し、しかも上記高輝度放電灯の端子電圧定常電圧よりも低い所定電圧に達したら、上記高輝度放電灯に印加する上記矩形波の高周波電力の変調周波数を定常周波数まで上昇させる手段であることを特徴とする放電灯点灯装置。

請求項3

請求項1において、上記変調周波数制御手段は、上記高輝度放電灯の点灯開始時には、上記高輝度放電灯に印加する上記矩形波の高周波電力の変調周波数を定常時よりも低い第1の周波数まで下げ、一方、上記高輝度放電灯が点灯し、しかも上記高輝度放電灯の端子電圧が定常電圧よりも低い第1の所定電圧に達したら、上記高輝度放電灯に印加する上記矩形波の高周波電力の変調周波数を、上記第1の周波数よりも高く上記定常時の周波数よりも低い第2の周波数に上げ、その後、上記高輝度放電灯の端子電圧が上記定常電圧よりも低く、上記第1の所定電圧よりも高い第2の所定電圧に達したら、上記高輝度放電灯に印加する上記矩形波の高周波電力の変調周波数を定常周波数まで上昇させる手段であることを特徴とする放電灯点灯装置。

請求項4

直流電力供給装置と、この直流電力供給装置からの直流電力を、矩形波の高周波電力が重畳された低周波電力に変換し、高輝度放電灯に電力を供給するブリッジインバータ装置と、このブリッジインバータ回路の入力電流を検出する電流検出装置とを具備する放電灯点灯装置において、上記高輝度放電灯に印加されている電圧を検出する放電灯電圧検出装置と;この放電灯電圧検出装置が検出した電圧に応じて、上記高周波電力の周波数と上記低周波電力の周波数とを、段階的に変化させる周波数制御手段と;を有することを特徴とする放電灯点灯装置。

請求項5

請求項4において、上記周波数制御手段は、上記高輝度放電灯の点灯開始時には、上記高輝度放電灯に印加する上記高周波電力の周波数と上記低周波電力の周波数とを定常時よりも下げ、一方、上記高輝度放電灯が点灯ししかも上記高輝度放電灯の端子電圧が定常電圧よりも低い所定電圧に達したら、上記高輝度放電灯に印加する上記高周波電力の周波数と上記低周波電力の周波数とを定常周波数まで上昇させる手段であることを特徴とする放電灯点灯装置。

請求項6

請求項4において、上記周波数制御手段は、上記高輝度放電灯の点灯開始時には、上記高輝度放電灯に印加する上記高周波電力の周波数と上記低周波電力の周波数とを、それぞれ定常時よりも低い第1の周波数、第3の周波数まで下げ、一方、上記高輝度放電灯が点灯ししかも上記高輝度放電灯の端子電圧が定常電圧よりも低い第1の所定電圧に達したら、上記高輝度放電灯に印加する上記高周波電力の周波数と上記低周波電力の周波数とを、それぞれ上記第1の周波数、第3の周波数よりも高く上記定常時の周波数よりも低い第2の周波数、第4の周波数に上げ、その後、上記高輝度放電灯の端子電圧が上記定常電圧よりも低く、上記第1の所定電圧よりも高い第2の所定電圧に達したら、上記高輝度放電灯に印加する上記高周波電力の周波数と上記低周波電力の周波数を定常周波数まで上昇させる手段であることを特徴とする放電灯点灯装置。

請求項7

請求項3または請求項6において、上記高輝度放電灯の端子電圧が第1の所定電圧、第2の第2の所定電圧に達したときに、各周波数を緩やかに上昇させることを特徴とする放電灯点灯装置。

請求項8

請求項1〜請求項7のいずれか1項において、上記ブリッジインバータ回路の入力電流と出力電圧とに基づいて、上記高輝度放電灯が点灯したことの確認を行うことを特徴とする放電灯点灯装置。

請求項9

直流電力供給装置からの直流電力を、矩形波の高周波電力が重畳された低周波電力に変換し、高輝度放電灯に電力を供給する放電灯点灯方法において、上記高輝度放電灯に印加されている電圧を検出する放電灯電圧検出段階と;上記高輝度放電灯の点灯開始時には、上記高輝度放電灯に印加する上記矩形波の高周波電力の変調周波数を定常時よりも下げる段階と;上記高輝度放電灯が点灯ししかも上記高輝度放電灯の端子電圧が定常電圧よりも低い所定電圧に達したら、上記高輝度放電灯に印加する上記矩形波の高周波電力の変調周波数を定常周波数まで上昇させる段階と;を有することを特徴とする放電灯点灯方法。

技術分野

0001

本発明は、直流電圧高周波変調によって高周波電圧に変換し、この高周波電圧の極性低周波切り替え高周波成分をローパスフィルタによって矩形波交流電圧に変換し、放電灯を安定に点灯する高輝度放電灯電子点灯装置係り、特に、電子点灯装置の始動に関する。

背景技術

0002

一般に、放電灯用点灯装置としては磁気漏れトランスが一般的であるが、小型・軽量化や点灯の安定性(ちらつきや明るさの均一性)向上のために、最近では電子点灯装置が利用され始めている。

0003

電子安定器は、インダクタやフィルタ等の小型部品を使用するために、磁気漏れトランスを使用した場合よりも安定器全体が小型化し、また、通常のインバータの制御に広く用いられる高周波変調を利用して電力制御を行うものである。

0004

従来の高周波変調方式の電子安定器として、米国特許第4,170,747に開示されている放電灯点灯装置がある。

0005

図6は、上記従来例である放電灯点灯装置DS5のブリッジインバータ回路を中心に示す図であり、図7は、放電灯点灯装置DS5における要部の動作波形を示す図である。図8は、放電灯点灯装置DS5の動作を示すタイミングチャートである。

0006

放電灯点灯装置DS5は、トランジスタ116、118、128、130と、ダイオード124、126、132、134とによってフルブリッジ回路が構成され、トランジスタ116、118を低周波でスイッチングさせ、トランジスタ128、130を高周波でスイッチングさせている。

0007

ここで、図8における時刻t1からt2の間、トランジスタ116をオンさせ、t1〜t2の時間よりも充分に短い周期で、トランジスタ130をオン・オフさせる。トランジスタ116、130のオン時は、端子a−b間に、端子側aが正となる方向に、コンデンサ108の直流電圧が発生し、トランジスタ130がオフすると、チョークコイル112、放電灯110、ダイオード126、ダイオード120、トランジスタ116、チョークコイル112の閉ループ電流が流れ、端子a−b間を短絡する。トランジスタ130が再びオンすると、端子a−b間にコンデンサ108の電圧が発生する。

0008

上記動作を繰り返し、時刻t2で全てのトランジスタをオフさせ、時刻t3でトランジスタ118と128とをオンさせると、端子a−b間には端子bが正となる方向にコンデンサ108の電圧が発生し、トランジスタ118をオン、トランジスタ128をオフさせると、チョークコイル112、ダイオード124、ダイオード122、トランジスタ118、放電灯110、チョークコイル112の閉ループに電流が流れ、端子a−b間を短絡する。

0009

これら一連の動作を繰り返すことによって、トランジスタ128、130のスイッチング周期の高周波電圧をトランジスタ116、118のスイッチング周期で極性反転した電圧が、端子a−b間に発生する。

0010

トランジスタ128、130のスイッチング周波数成分を、チョークコイル112とコンデンサ114で取り除き、放電灯110に低周波の矩形波交流電圧を供給する。電流検出抵抗114でインバータ回路入力電流を検出し、トランジスタのオン時間制御時比率制御)を行うことによって、放電灯110へ電流を供給する。

0011

次に、上記従来例における高輝度放電灯の始動について説明する。

0012

放電灯110の電極間電圧が約270Vになると、グロー放電が発生し、グロー放電中に数kVの高電圧(放電灯の種類や電極構造によって異なる)を電極間印加し、絶縁破壊を起こさせ、アーク放電移行させる。新しく点灯しやすい放電灯では、高電圧印加直後にアーク放電に移行して点灯するが、そうではない放電灯では、グロー放電をしばらく継続した後に、アーク放電に移行するものや、グロー放電とアーク放電とを何回か遷移した後に、アーク放電となるもの等があり、寿命末期の放電灯や点灯性の悪い放電灯ではアーク放電に移行しない場合がある。

0013

次に、上記従来例において、グロー放電からアーク放電へ移行する場合の動作について説明する。

0014

放電灯の始動時には、図8(1)に示す電圧が電極間に印加され、同図(2)に示す電流が流れる。時刻t1からt8までの期間は、放電灯110の電極間にアーク放電が起こらず、インバータの入力電圧イグナイタ出力電圧が加わった電圧が発生する。時刻t8でアーク放電がおこると、放電灯110に大きな電流が流れ、端子間電圧は10V程度の低い値になる。時刻t9でインバータの出力電圧の極性切り替えが行われると、次の始動パルス電圧が印加される時刻t10まで電流が流れない。時刻t11で極性が再び切り替えられると、電流が流れなくなり、次の始動電圧が印加される時刻t12まで電流が流れず、時刻t14で電流が再び流れる例を示している。

0015

上記のような動作を繰り返しながら、連続したアークつながり定常状態立ち上がっていく。これは始動時の一例であり、条件や放電灯の種類や点灯時間等により異なり、条件によっては連続したアークにならず点灯できない場合がある。

0016

一方、放電灯を確実に点灯させるようにするための装置が、特公平6−065175号に開示されている。この従来例は、放電灯始動時に放電灯印加電圧の極性を切り替えず、つまり、直流電圧を加え、アーク放電に確実に移行した後、極性切換を行う方法である。

0017

図9は、この従来例である放電灯点灯装置DS6を示す回路図である。

0018

放電灯点灯装置DS6において、高周波発振器251と低周波発振器252とを有し、低周波発振器252の出力をフリップフロップ253で分周し、低周波で動作するトランジスタの動作周期を決定する。タイマ回路Tmによって制御されるリレーRYの接点r1、r2によって、フリップフロップ253の「H」、「L」出力信号切り換えられる。

0019

放電灯点灯前は、トランジスタ261がオフしており、リレーRYの接点r1、r2は、図9に示してあるように、コモン接点c1、c2は、それぞれb1、b2に接続され、NOR回路254が高周波発振器251の出力信号を反転し、NOR回路255の出力信号は「L」になる。

0020

駆動回路256、257は、それぞれNOR回路254、255の信号に従って、ブリッジインバータのトランジスタ、たとえば図6のトランジスタ128、130を駆動する。一方、駆動回路258、259はそれぞれリレーのコモン接続点c1、c2に接続されているので、「L」、「H」となり、ブリッジインバータのトランジスタ、たとえば図6に示すブリッジインバータのトランジスタをそれぞれオフ、オン駆動する。

0021

したがって、ブリッジインバータの出力電圧は一方向のみとなり、つまり直流電圧が放電灯に印加される。そして、タイマ回路が計測する規定の時間が経過した後に、トランジスタ261をオンさせると、リレーが動作し、コモン接点c1、c2はそれぞれa1、a2に接続され、NOR回路の入力端子フリップフロップ回路253の出力端子に接続され、低周波発振器252が出力する信号の周期に従って、駆動回路258、259がブリッジインバータ回路のトランジスタを駆動し、放電灯には交流電圧が加わる。

0022

このように、放電灯の始動時に直流電圧を加えることによって、アークを安定に成長させた後、交流電圧を加えることによって、放電灯の始動時に直流電圧を加え、これによって、アークを安定に成長させ、その後、交流電圧を印加することによって、放電灯を確実に立ちあげていくことができる。

発明が解決しようとする課題

0023

しかし、上記従来方法では、低周波の発振器と高周波の発振器との2つの発振器を用意しなければならず、コストアップになるという問題があり、しかも点灯時の電圧極性が常に決まっているので、電極片減りがあり、これによって放電灯の寿命が短くなるという問題があり、また、直流から突然定常周波数に変わるので、放電灯の立ち消えのおそれがあるという問題がある。

0024

一方、放電灯の点灯開始時に、グロー放電電圧(270〜300V)以上の電圧を放電灯の電極間に印加しないとアーク放電に移行しないので、インバータ出力電圧を300V以上に設定しているが、放電灯が一旦点灯する(アーク放電する)と、放電灯の両端がほぼ短絡状態になる。このように、放電灯がアーク放電に移行すると、インピーダンスが急激に減少し、大きな電流が流れ、このために電流制限が必要になる。この電流制限を行うために、磁気漏れトランス方式では漏れインダクタンスが使用され、電子安定器では一般のインバータと同様に、時比率制御が用いられている。

0025

しかし、放電灯の点灯直後の電極間電圧は数ボルト〜10V程度と極端に低いので、電子安定器において電流を充分に制限するためには、時比率を非常に小さくしなければならないが、スイッチ素子動作遅れ制御信号伝達遅れ等によって、短くすべきオン時間の長さには限界があり、このために、放電灯がアーク放電に移行した後におけるアーク放電の電流量を制限することが困難である(もっともその電流量を制限し過ぎると、ランプを点灯することができない)。

0026

したがって、上記従来例においては、電流容量を大きくする必要があり、インダクタなどが大きくなり、装置の大型化、コストの上昇という問題が生じる。また、上記従来例においては、アーク放電開始直後の電流量を小さくすることができないので、放電灯に過大な電流が流れ、放電灯の寿命が低下するという問題がある。

0027

本発明は、放電灯の点灯直後における放電灯電流を制限することができる放電灯点灯装置を提供することを目的とするものである。

課題を解決するための手段

0028

本発明は、矩形波高周波電力重畳された低周波電力を高輝度放電灯に印加する点灯装置において、高輝度放電灯の点灯開始時には、矩形波の高周波電力の周波数定常時よりも下げ、一方、高輝度放電灯が点灯ししかも高輝度放電灯の端子電圧定常電圧よりも低い所定電圧に達したら、矩形波電圧の高周波電力の周波数を定常周波数まで上昇させるものである。

0029

本発明は、高輝度放電灯の点灯開始時には、高輝度放電灯に印加する矩形波電圧の変調周波数を定常時よりも下げるので、信号の伝達遅れまたはスイッチの動作遅れによって電界効果トランジスタのオン時間を絞りきれなくなったとしても、ブリッジインバータ回路における電界効果トランジスタのオン時比率が小さくなり、インバータの出力電流を小さくでき、したがって、放電灯の点灯直後における放電灯電流を制限することができる。

0030

図1は、本発明の第1の実施例である放電灯点灯装置DS1を示す回路図である。

0031

放電灯点灯装置DS1は、直流電力供給装置としての直流電源1と、電流検出回路10と、ブリッジインバータ回路20と、ローパスフィルタ回路30と、放電灯電圧検出回路40と、イグナイタ回路50と、放電灯点灯レベル判別回路60と、発振周波数制御回路70と、制御回路80と、論理回路90とを有し、高輝度放電灯(メタルハライド放電灯ナトリウム放電灯等)LAを点灯させる装置である。

0032

電流検出回路10は、変流器CTの2次側に流れる電流に基づいて、ブリッジインバータ回路20に入力される電流の値を検出する回路である。

0033

ブリッジインバータ回路20は、直流電圧を入力し、矩形波の高周波電力が重畳された低周波電力を出力する回路であり、低周波アーム駆動回路21と、高周波アーム駆動回路22と、トランジスタQ1、Q2、Q3、Q4と、ダイオードD1、D2、D3、D4、D5、D6とを有する回路である。低周波アーム駆動回路21と、高周波アーム駆動回路22とは、後述する論理回路90の出力端子a、b、c、dから出力されるパルスによって制御される。なお、論理回路90の出力端子a、b、c、dは、高周波アーム駆動回路22、低周波アーム駆動回路21の入力端子a、b、c、dにそれぞれ接続されている。

0034

ローパスフィルタ回路30は、ブリッジインバータ回路20が出力する高周波変調された低周波電圧の高周波成分を除去することによって、放電灯LAに望ましい低周波矩形電圧を与える回路であり、インダクタL1とコンデンサC1とを有する。

0035

放電灯電圧検出回路40は、ローパスフィルタ回路30の出力電圧を、整流回路RECで整流し、抵抗R1とコンデンサC2とによって平滑し、この平滑された電圧がツェナーダイオードVZ1のツェナー電圧以上になったときに、抵抗R2を介してホトカプラPC1の発光ダイオードに電流が流れ、この電流の値に応じた光がホトカプラPC1の発光ダイオードから出力されるものである。また、イグナイタ回路50は、トランスTと発振回路51とを有し、この出力端子に放電灯LAが接続されている。

0036

放電灯点灯レベル判別回路60は、放電灯LAに流れる電流と放電灯LAに印加される電圧とに応じて、放電灯LAの点灯レベルを判別する回路であり、無負荷時の電流と短絡時の電流とを区別するために、放電灯LAの電圧を検出している。

0037

発振周波数制御回路70は、ブリッジインバータ回路20において行う高周波変調の周波数を制御する回路である。

0038

制御回路80は、発振周波数制御回路70のトランジスタQ8のコレクタ電流に応じてパルス幅を決定し、発振器81によって動作周波数を決定する回路であり、基準電圧源Eref と、増幅器82と、コンパレータ83とを有する。

0039

発振器81は、三角波電圧を発生する回路であり、増幅器82は、電流検出回路10の出力電圧を誤差増幅する回路であり、コンパレータ83は、発振器81が発生した三角波電圧と、増幅器82が出力した誤差信号とを比較し、ブリッジインバータ回路20の高周波で動作するアーム中の電界効果トランジスタQ3、Q4を駆動する信号を出力する回路である。

0040

なお、トランジスタQ8がオフしていると、発振器81の発振周波数は、抵抗R12とコンデンサC4との時定数で決定される周波数になるが、トランジスタQ8のコレクタから抵抗R12へ電流が供給されると、発振器81の発振周波数は低くなる。この理由については後述する。

0041

論理回路90は、分周器91と、フリップフロップ回路92と、AND回路93、94とを有し、ブリッジインバータ回路20の高周波アーム駆動回路22、低周波アーム駆動回路21に供給するパルスを出力する回路である。分周器91は、コンパレータ83の出力信号の周波数を低下させる回路であり、フリップフロップ回路92は、分周器91によって低下された周波数の信号を2分割する回路である。AND回路93、94は、コンパレータ83の出力信号を、電界効果トランジスタQ3とQ4との駆動信号振り分ける回路である。

0042

次に、放電灯点灯装置DS1の動作について説明する。

0043

図5は、放電灯点灯装置DS1における放電灯LAの両端電圧と電流とを示す図である。

0044

まず、放電灯LAの点灯前(図5における時刻T0)は、ブリッジインバータ回路20の入力電流が小さな値であるので、電流検出回路10の出力値が小さく、放電灯点灯レベル判別回路60におけるトランジスタQ5がオフし、Q6がオンし、発振周波数制御回路70における増幅器71の非反転入力端子電位とトランジスタQ8のエミッタ電位とが等しい。つまり、増幅器71としてのオペアンプは非反転入力端子と反転入力端子とが同電位になるように動作し、また、入力インピーダンスが非常に大きいので入力端子に流れ込む電流はゼロとみなせ、したがってR9に流れる電流はゼロであり、R9の電圧もゼロになり、このために、増幅器71の非反転入力端子の電位とトランジスタQ8のエミッタ電位とが等しくなる。

0045

上記のように、増幅器71の非反転入力端子の電位とトランジスタQ8のエミッタ電位とが等しいために、トランジスタQ8のコレクタには、おおよそ{R7/(R7+R8)}・(Eref /R11)の電流が流れる。この結果、発振器81の発振周波数が低くなる。つまり、トランジスタQ6がオンすると、コンデンサC3の充電電荷放電され、増幅器71の非反転端子の電圧が最小になり、増幅器71の出力端子の電位は、反転入力端子の電位と非反転入力端子の電位とが等しくなるように動作するので、トランジスタQ8のコレクタ電流が大きくなる。抵抗R12の両端電圧が常に等しくなるように発振器81から電流が流れ出すので、トランジスタQ8のコレクタ電流が流れると、発振器81の上の入力端子から流れ出す電流が減少し、発振器81からみた抵抗R12の抵抗値がみかけ上大きくなり、発振器81の発振周波数が低くなる。

0046

このように発振器81の発振周波数が低くなることによって、インバータブリッジ回路20の動作周波数が低くなる。このようにインバータブリッジ回路20の動作周波数が低くなると、ブリッジインバータ回路20における電界効果トランジスタのオフ時間が長くなるので、その電界効果トランジスタのオン時比率が小さくなり、インバータの出力電流を小さくでき、したがって、放電灯の点灯直後における放電灯電流を制限することができる。

0047

その後、放電灯LAが点灯する(図5における時刻T1)と、ブリッジインバータ回路20に電流が流れたことを電流検出回路10が検出し、トランジスタQ5がオンし、トランジスタQ6がオフするが、放電灯LAの電圧は上記のようにほぼ ゼロであり、放電灯電圧検出回路40の整流器RECの出力電圧もゼロであり、ホトカプラPC1の発光ダイオードに電流が流れず、トランジスタQ7がオンし、増幅器71の状態は変わらず、発振器81の周波数は下がったままである。したがって、放電灯LAが点灯し、放電灯LAの両端が短絡状態になっても、出力電流が過大になることを防止することができる。なお、図5では電流が制限されていないようにも見えるが、従来例では図5に示す電流量よりもさらに多くの電流が流れており、この従来例と比較すると、図5に示す実施例の電流量が少なくなっている。また、図5に示す程度に電流を流さないと、放電灯LAが点灯状態を維持することができない。

0048

放電灯LAが点灯状態をさらに続行する(図5における時刻T2)と、放電灯LAの電圧が緩やかに上昇し、放電灯電圧検出回路40がこの電圧上昇を検出し、整流回路RECの出力電圧が定電圧ダイオードVZ1のツェナー電圧まで上昇する(図5における時刻T3)と、ホトカプラPC1の発光ダイオードが点灯し、放電灯点灯レベル判別回路60のトランジスタQ7がオフする。

0049

このときに、トランジスタQ6はまだオフしているので、コンデンサC3と抵抗R8との時定数に応じて、コンデンサC3の両端電圧が上昇する。抵抗R8の両端電圧が低下し、抵抗R11の両端電圧は抵抗R8の両端電圧と等しく設定されているので、コンデンサC3の電位上昇に従って抵抗R11の電位が減少し、トランジスタQ8のコレクタ電流が低下する。この結果、発振器81の発振周波数が上昇する。コンデンサC4の両端電圧が基準電圧値Eref まで上昇すると、トランジスタQ8のコレクタ電流がゼロになり、発振器81の発振周波数は定常周波数で安定する。

0050

上記実施例によれば、1つの発振回路81によって、放電灯LAの点灯時における電流を制限することができる。したがって、低周波の発振器と高周波の発振器との2つの発振器を用意することによるコストアップ要因を排除できる。

0051

また、上記実施例によれば、始動時に放電灯LAに印加する電圧の周波数を下げることができ、点灯時から交流電圧であるので、放電灯LAの電極の片減りが生じることがなく、放電灯LAの寿命を長くすることができる。

0052

さらに、上記実施例によれば、周波数の上昇を緩やかに制御できるので、周波数の過渡変化によって放電灯LAが立ち消えする可能性を著しく改善でき、放電灯LAを確実に点灯立ち上げすることができる。

0053

図2は、本発明の第2の実施例である放電灯点灯装置DS2を示す回路図である。

0054

放電灯点灯装置DS2は、基本的には放電灯点灯装置DS1と同じであるが、放電灯電圧検出回路40の代りに、放電灯電圧検出回路40aが設けられ、放電灯点灯レベル判別回路60の代りに、放電灯点灯レベル判別回路60aが設けられ、これら以外の回路は、放電灯点灯装置DS1と同じである。

0055

放電灯電圧検出回路40aは、互いに閾値が異なる定電圧ダイオードVZ1、VZ21を有する。定電圧ダイオードVZ1は、放電灯電圧が定常電圧の1/4〜1/3に達したときに導通するものであり、ホトカプラPC1を介して、放電灯点灯レベル判別回路60aのトランジスタQ7をオフさせるものである。また、定電圧ダイオードVZ21は、放電灯電圧が定常電圧の1/3〜2/3に達したときに導通するものであり、ホトカプラPC21を介して、放電灯点灯レベル判別回路60aのトランジスタQ27をオフさせるものである。

0056

放電灯点灯レベル判別回路60aは、放電灯点灯レベル判別回路60に、ホトカプラ21のホトトランジスタと、そのコレクタ抵抗R26と、トランジスタQ27と、このコレクタ抵抗R27とを追加した回路である。

0057

次に、放電灯点灯装置DS2の動作について説明する。

0058

まず、放電灯LAが点灯すると、上記と同様に、放電灯点灯レベル判別回路60aのトランジスタQ6がオフし、トランジスタQ7、Q27はともにオンする。したがって、発振周波数制御回路70の増幅器71の非反転入力端子の電圧は、抵抗R8とR7との分圧比に、または抵抗R8とR27との分圧比に、基準電圧Eref を掛けた値になり、発振器81の発振周波数が、定常時よりも低い第1の周波数まで下がる。

0059

次に、放電灯LAの電圧が次第に上昇し、定常時における放電灯LAの電圧の1/4〜1/3に達したときに、ツェナーダイオードVZ1が導通し、ホトカプラPC1が信号を送り、トランジスタQ7がオフする。これによって、増幅器71の非反転入力端子の電圧は、抵抗R8とR27との分圧比に基準電圧Eref を掛けた値になり、発振器81の発振周波数が、上記第1の周波数よりも高く、定常周波数よりも低い第2の周波数まで上昇する。

0060

その後、放電灯LAの電圧がさらに上昇し、定常時の1/3〜2/3に達すると、ツェナーダイオードVZ21が導通し、ホトカプラPC21が信号を送り、トランジスタQ27がオフする。これによって、増幅器71の非反転入力端子の電圧は、基準電圧Eref になり、発振器81の発振周波数が、定常周波数まで上昇する。

0061

放電灯点灯装置DS2によれば、上記のように、発振周波数が、第1の周波数から第2の周波数へ上昇し、その後、第2の周波数から定常値まで上昇するときに、コンデンサC3と抵抗R8とによる時定数、抵抗R7とR27とによる時定数を利用しているので、放電灯供給電圧周波数変化が、放電灯点灯装置DS1よりも緩やかであり、放電灯供給電圧の立ち上がり過程における急激な変化が緩和され、放電灯LAの立ち消えをより防止することができる。

0062

つまり、放電灯点灯装置DS2によれば、放電灯LAに印加する矩形波電圧の変調周波数を3段階に変化させているので、その矩形波電圧の立ち上がり過程における急激な変化がより緩和され、放電灯LAの立ち消えをより防止できる。

0063

図3は、第3の実施例である放電灯点灯装置DS3を示す回路図である。

0064

放電灯点灯装置DS3は、基本的には放電灯点灯装置DS1と同じであるが、論理回路90の代りに論理回路90aを設け、これ以外の回路は、放電灯点灯装置DS1と同じである。なお、論理回路90aは、論理回路90中の分周器91を、発振器95に置き換えたものである。

0065

放電灯点灯装置DS1、DS2においては、高周波側の周波数変化に応じて、放電灯電圧の周波数が変わるので、放電灯LAの点灯時の周波数が下がり過ぎた場合には、ちらつきが発生し、利用者不快感を与えることがある。

0066

放電灯点灯装置DS3は、このちらつきの発生を防止するために、低周波側の周波数を下げずに、変調周波数のみを下げるようにしたものであり、放電灯LAの点灯時の電流を規定値に抑えるものである。

0067

すなわち、一般に、放電灯LAの点灯直後は、上記のように短絡状態となり、このときに電流が流れ過ぎると、スイッチ素子や、フィルタを大形化する必要が生じるばかりでなく、放電灯LAの電極を劣化させ、逆に電流を制限し過ぎると、放電灯電圧が充分に立ち上がらず、放電灯電圧の上昇が途中で止まり、放電灯の立ち消えになる。

0068

そこで、放電灯点灯装置DS3は、変調周波数を緩やかに変化させ、時比率を連続で変えることによって、始動時の電流を安定に制御するようにしたものである。

0069

なお、一般に、スイッチング電源では、短絡時の電流制限として、飛ばし制御(間引き制御)が行われるが、この飛ばし制御による電流制限を放電灯点灯装置において採用することは問題である。つまり、飛ばし制御とは、スイッチング電源の出力短絡時に、電流増加による電源保護を図る制御であり、定常周期で負荷電力を供給中に、時々電力供給休止し、平均的な電流を抑える制御方法である。飛ばし制御は、定常周期で電力供給中に休止するので、休止した期間では電流の落ち込みが生じるものであり、電圧形の負荷の場合においては、短絡時は異常状態であるために電流落ち込みが生じても問題ないが、放電灯LAは電流形の負荷であり、電流供給が停止されたり落ち込んだりすると、放電灯LAが消えてしまうことがある。したがって、飛ばし制御による電流制限を放電灯点灯装置において採用することには問題がある。

0070

図4は、本発明の第4の実施例である放電灯点灯装置DS4を示す回路図である。

0071

放電灯点灯装置DS4は、基本的には放電灯点灯装置DS2と同じであるが、論理回路90の代りに論理回路90aを設け、これ以外の回路は、放電灯点灯装置DS2と同じである。なお、論理回路90aは、論理回路90中の分周器91を、発振器95に置き換えたものである放電灯点灯装置DS4は、放電灯点灯装置DS2中の分周回路91を、放電灯点灯装置DS3と同じように、発振器95に置き換えた例であり、この実施例の動作は、放電灯点灯装置DS3と同じであり、変調周波数の上昇を2段階にし、その上昇をより緩やかにした実施例である。

0072

上記実施例は、直流電源1を入力とするものであるが、直流電源1として、どのような構成のものを使用してもよく、たとえば電池、交流電圧を整流した直流電源、スイッチモード整流回路を利用して得た直流電源を使用してもよい。

発明の効果

0073

本発明によれば、高輝度放電灯の点灯直後における放電灯電流を制限することができるという効果を奏する。

図面の簡単な説明

0074

図1本発明の第1の実施例である放電灯点灯装置DS1を示す回路図である。
図2本発明の第2の実施例である放電灯点灯装置DS2を示す回路図である。
図3第3の実施例である放電灯点灯装置DS3を示す回路図である。
図4本発明の第4の実施例である放電灯点灯装置DS4を示す回路図である。
図5放電灯点灯装置DS1における放電灯の両端電圧と電流とを示す図である。
図6従来例である放電灯点灯装置DS5のブリッジインバータ回路を中心に示す図である。
図7放電灯点灯装置DS5における要部の動作波形を示す図である。
図8放電灯点灯装置DS5の動作を示すタイミングチャートである。
図9この従来例である放電灯点灯装置DS5を示す回路図である。

--

0075

DS1〜DS4…放電灯点灯装置、
10…電流検出回路、
20…ブリッジインバータ回路、
30…ローパスフィルタ回路、
40…放電灯電圧検出回路、
60、60a…放電灯点灯レベル判別回路、
70…発振周波数制御回路、
80…制御回路、
81、95…発振器、
90、90a…論理回路、
91…分周器、
LA…高輝度放電灯。

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