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技術 ホッピング・フィルタ

出願人 日本無線株式会社
発明者 上杉景治
出願日 1994年7月19日 (25年5ヶ月経過) 出願番号 1994-166758
公開日 1996年2月2日 (23年10ヶ月経過) 公開番号 1996-032490
状態 拒絶査定
技術分野 時分割方式以外の多重化通信方式
主要キーワード 出力側フィルタ フィルタ切り換え 可変帯域通過フィルタ セットリング 同調帯域 通過帯域周波数 周波数切り換え 同調フィルタ
関連する未来課題
重要な関連分野

この項目の情報は公開日時点(1996年2月2日)のものです。
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図面 (7)

目的

構成

帯域通過フィルタBPF−A105が選択されている場合には、フィルタ選択スイッチ部107及び108が帯域通過フィルタBPF−A105を選択しており、それと同時にD/Aコンバータ103は次の周期で用いられるホッピング周波数を表すBPF−B印加電圧115を帯域通過フィルタBPF−B106に印加している。従って、次のホッピング周期までには、この帯域通過フィルタBPF−B106の同調周波数を次のホッピング周波数に設定しておくことができ、次の周期の開始時にスイッチ部107及び108が帯域通過フィルタBPF−B106を選択することにより、迅速にホッピング周波数の切り換えが可能である。

概要

背景

周波数拡散通信方式の一つとして、周波数ホッピング(以下FHという)通信が用いられている。このFH通信方式は通信に用いられる周波数を一定周期ごとに切り換える通信方式である。従って、この通信方式に用いられる送受信機においては、一定周期ごとに同調周波数切り替わるいわゆるホッピングフィルタが用いられている。従来のホッピング・フィルタの構成の一例が図4に示されている。図4に示されている例においては、同調周波数が固定のフィルタを各ホッピング・チャネル毎に備え、これらの固定のフィルタをホッピング周期ごとにスイッチで切り換えるものである。このスイッチにはRF信号が入力する入力側フィルタ選択スイッチ部10と、そこからRF信号が出力される出力側フィルタ選択スイッチ部12とがある。これらのスイッチ部10、12により固定の同調周波数を有するフィルタBPF−1〜BPF−nが切り替えられる。また、図4に示されているように入力側及び出力側フィルタ選択スイッチ部10、12にはホッピングする際の周波数を表す周波数チャネル情報がそれぞれ入力されており、この周波数チャネル情報に基づき、切り換えが行われるのである。

なお、図4においては、入力側及び出力側フィルタ選択スイッチ部10、12は、メカニカルなスイッチとして図示されているが、これはスイッチ部10、12の機能を模式的に表したものであり、実際にはトランジスタ等の電子的なスイッチ素子により構成されることが多い。

従来のホッピング・フィルタの構成の他の例が図5に示されている。図5に示されているホッピング・フィルタにおいては、フィルタの周波数特性を決定するバリキャップダイオード印加される印加電圧をホッピング周期ごとに切り換えることによってこのフィルタの通過帯域周波数ホップさせるものである。これは、一般にバリキャップ・チューニング方式と呼ばれる。図5に示されているようにこのバリキャップダイオードに印加される印加電圧は、周波数チャネル情報に基づきメモリ20と、D/Aコンバータ22とによって生成される。このメモリ20は、例えばP−ROMにより構成され、入力される周波数チャネル情報をアドレス端子に入力し、データ端子からその周波数を表す印加電圧(バリキャップ・ダイオードに印加される)のバイナリ値を出力する。この印加電圧のバイナリ値は、D/Aコンバータ22に供給され、このD/Aコンバータ22はかかるバイナリ値を所望の印加電圧に変換する。この印加電圧がバリキャップ・ダイオードに印加されることによりフィルタの通過帯域特性が変化するのである。

概要

周波数ホッピング通信もしくは直接拡散/周波数ホッピングハイブリッド通信で用いられるホッピング・フィルタの周波数切り換え時間(セットリングタイム)を高速化する。

帯域通過フィルタBPF−A105が選択されている場合には、フィルタ選択スイッチ部107及び108が帯域通過フィルタBPF−A105を選択しており、それと同時にD/Aコンバータ103は次の周期で用いられるホッピング周波数を表すBPF−B印加電圧115を帯域通過フィルタBPF−B106に印加している。従って、次のホッピング周期までには、この帯域通過フィルタBPF−B106の同調周波数を次のホッピング周波数に設定しておくことができ、次の周期の開始時にスイッチ部107及び108が帯域通過フィルタBPF−B106を選択することにより、迅速にホッピング周波数の切り換えが可能である。

目的

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
2件

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請求項1

周波数ホッピング通信もしくは直接拡散周波数ホッピングハイブリッド通信に利用されるホッピングフィルタにおいて、印加電圧によって通過帯域を変化させることが可能な第一及び第二の可変同調帯域通過フィルタと、ホッピング周期に同期して、前記第一及び第二の可変同調帯域通過フィルタを交互に選択し、この選択された第一もしくは第二の可変同調帯域通過フィルタの出力信号を出力する選択手段と、を含むことを特徴とするホッピング・フィルタ。

請求項2

周波数ホッピング通信もしくは直接拡散/周波数ホッピングハイブリッド通信に利用されるホッピング・フィルタにおいて、印加電圧によって通過帯域を変化させることが可能な可変同調帯域通過フィルタと、ホッピングする周波数周波数チャネル情報補正する補正テーブル手段と、前記補正テーブル手段によって補正された周波数チャネル情報を、前記可変同調帯域通過フィルタに供給すべき印加電圧に変換するコンバータと、を含み、前記補正テーブル手段における補正によって、前記可変同調帯域通過フィルタの同調周波数が、前記周波数チャネル情報に基づいて周波数ホッピングシンセサイザが発生する信号の周波数と一致することを特徴とするホッピング・フィルタ。

技術分野

0001

本発明は、周波数ホッピング通信もしくは、直接拡散周波数ホッピングハイブリッド通信送受信機に用いられる高速同調フィルタ、すなわちいわゆるホッピングフィルタに関する。

背景技術

0002

周波数拡散通信方式の一つとして、周波数ホッピング(以下FHという)通信が用いられている。このFH通信方式は通信に用いられる周波数を一定周期ごとに切り換える通信方式である。従って、この通信方式に用いられる送受信機においては、一定周期ごとに同調周波数切り替わるいわゆるホッピング・フィルタが用いられている。従来のホッピング・フィルタの構成の一例が図4に示されている。図4に示されている例においては、同調周波数が固定のフィルタを各ホッピング・チャネル毎に備え、これらの固定のフィルタをホッピング周期ごとにスイッチで切り換えるものである。このスイッチにはRF信号が入力する入力側フィルタ選択スイッチ部10と、そこからRF信号が出力される出力側フィルタ選択スイッチ部12とがある。これらのスイッチ部10、12により固定の同調周波数を有するフィルタBPF−1〜BPF−nが切り替えられる。また、図4に示されているように入力側及び出力側フィルタ選択スイッチ部10、12にはホッピングする際の周波数を表す周波数チャネル情報がそれぞれ入力されており、この周波数チャネル情報に基づき、切り換えが行われるのである。

0003

なお、図4においては、入力側及び出力側フィルタ選択スイッチ部10、12は、メカニカルなスイッチとして図示されているが、これはスイッチ部10、12の機能を模式的に表したものであり、実際にはトランジスタ等の電子的なスイッチ素子により構成されることが多い。

0004

従来のホッピング・フィルタの構成の他の例が図5に示されている。図5に示されているホッピング・フィルタにおいては、フィルタの周波数特性を決定するバリキャップダイオード印加される印加電圧をホッピング周期ごとに切り換えることによってこのフィルタの通過帯域周波数ホップさせるものである。これは、一般にバリキャップ・チューニング方式と呼ばれる。図5に示されているようにこのバリキャップダイオードに印加される印加電圧は、周波数チャネル情報に基づきメモリ20と、D/Aコンバータ22とによって生成される。このメモリ20は、例えばP−ROMにより構成され、入力される周波数チャネル情報をアドレス端子に入力し、データ端子からその周波数を表す印加電圧(バリキャップ・ダイオードに印加される)のバイナリ値を出力する。この印加電圧のバイナリ値は、D/Aコンバータ22に供給され、このD/Aコンバータ22はかかるバイナリ値を所望の印加電圧に変換する。この印加電圧がバリキャップ・ダイオードに印加されることによりフィルタの通過帯域特性が変化するのである。

発明が解決しようとする課題

0005

上述したように、図4に示されているフィルタ切り換え方式によれば、ホッピング・チャネルの数Nだけ帯域通過フィルタが必要となり、ホッピング・フィルタの構成が大型になり、あわせてコストの増大を招くという問題があった。更に、入力側及び出力側選択スイッチ部10、12もN個のチャネル数から所望のチャネルを逐次選択しなければならないため、回路が複雑となってしまう問題があった。

0006

また、図5に示されているバリキャップ・チューニング方式においては、周波数チャネル情報に基づいてバリキャップ・ダイオードに印加する印加電圧を生成するまでに一定の時間を要する。つまり、メモリ20のデータ出力後、D/Aコンバータ22が印加電圧を必要とするまでに一定の時間を要するのである。また、更にこの印加電圧がバリキャップ・ダイオードに印加されてから、その帯域通過フィルタのチューニングがとれるまでにも一定の時間を要するため、周波数の切り換え、すなわちホッピングの速度には一定の限界があった。

0007

本発明は、このような課題に鑑みなされたものであり、その目的は、周波数ホッピング通信もしくは直接拡散/周波数ホッピングハイブリッド通信で使用されるホッピング・フィルタの周波数切り換え時間(セットリングタイム)を高速化すること、さらには周波数ホッピングシンセサイザと同期をとることである。

課題を解決するための手段

0008

第一の本発明は、上記課題を解決するために、周波数ホッピング通信もしくは直接拡散/周波数ホッピングハイブリッド通信に利用されるホッピング・フィルタにおいて、印加電圧によって通過帯域を変化させることが可能な第一及び第二の可変同調帯域通過フィルタと、ホッピング周期に同期して、前記第一及び第二の可変同調帯域通過フィルタを交互に選択し、この選択された第一もしくは第二の可変同調帯域通過フィルタの出力信号を出力する選択手段と、を含むことを特徴とする。

0009

このように、2個の可変同調帯域通過フィルタを備えているため、高速にホッピング周波数の切り換えが可能である。

0010

第二の本発明は、上記課題を解決するために、周波数ホッピング通信もしくは直接拡散/周波数ホッピングハイブリッド通信に利用されるホッピング・フィルタにおいて、印加電圧によって通過帯域を変化させることが可能な可変同調帯域通過フィルタと、ホッピングする周波数の周波数チャネル情報を補正する補正テーブル手段と、前記補正テーブル手段によって補正された周波数チャネル情報を、前記可変同調帯域通過フィルタに供給すべき印加電圧に変換するコンバータと、を含み、前記補正テーブル手段における補正によって、前記可変同調帯域通過フィルタの同調周波数が、前記周波数チャネル情報に基づいて周波数ホッピングシンセサイザが発生する信号の周波数と一致することを特徴とする。

0011

そのため、補正テーブルに補正後のデータを書き込んでおくことで、容易にデータの補正が行える。その結果、送受信機において用いられる周波数ホッピングシンセサイザが出力する周波数と、ホッピングフィルタの同調周波数が精度よく合致する。

0012

第一の本発明においては2個の可変同調帯域通過フィルタを備えているため、これらをホッピングの周期に合わせて切り換えることにより高速にホッピング周波数の切り換えが行われる。すなわち、第一の可変同調帯域通過フィルタが使用されている間に、第2の可変同調帯域通過フィルタを次のホッピング周波数に同調させておき、ホッピング周期が経過した後この第2の可変同調帯域通過フィルタに切り換えることによって迅速なホッピング周波数の切り換えがなされるのである。

0013

第2の本発明における補正テーブル手段は、周波数チャネル情報を補正する。周波数チャネル情報を符号発生器より入力し、それからの制御電圧をバリキャップ・ダイオードに印加してもチューニングがとれるまでには、前記のように、一定の時間がかかっており、周波数ホッピング・シンセサイザの発生する周波数に同期をさせることができなかった。

0014

そこで、この補正テーブルにより、可変同調帯域通過フィルタに設定される同調周波数を、周波数ホッピングシンセサイザの発生する周波数と合致させることが可能である。この周波数ホッピングシンセサイザと、ホッピング・フィルタとは、送信機及び受信機においてどのように接続されているかを示す説明図が図6に示されている。図6に示されているように、送信機においては変調部30が出力した変調信号スペクトル拡散されるため、乗算器32において周波数ホッピングシンセサイザ34から出力されたホッピング周波数と乗算される。そして、この乗算結果がホッピング・フィルタ36によってフィルタリングされたのちアンテナ38から空間に電波として放出されるのである。ここで、周波数ホッピングシンセサイザ34と、ホッピング・フィルタ36とには、符号発生器40からの周波数チャネル情報が供給されており、理想的には周波数ホッピングシンセサイザ34の出力する周波数と、ホッピング・フィルタの同調周波数とは、一致しなければならない。

0015

受信機においても送信機とほぼ同様の構成がとられる。図6に示されているように、受信機においては、アンテナ50から受信された信号はホッピング・フィルタ52によってフィルタリングされたのち、乗算器54において、周波数ホッピングシンセサイザ56から出力された信号と乗算される。このように、受信機においては、送信機と逆の経路を通過されることにより、いわゆるスペクトル復調がなされる。このようにしてスペクトル復調された信号は一般の復調するため復調部18に供給される。なお、図6に示されているように、受信機においてもホッピング・フィルタ52と、周波数ホッピングシンセサイザ56とには、符号発生器60からの周波数チャネル情報が共に供給されている。これによって、理想的にはホッピング・フィルタ52の同調周波数と、周波数ホッピングシンセイザ56が出力する信号の周波数とは一致するものである。

0016

上記第2の本発明においては補正テーブル手段を設けて、周波数チャネル情報で指定される周波数とホッピング・フィルタの同調周波数と正確に一致することが可能となり、スペクトル拡散及び復調が可能となるものである。

0017

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。

0018

図1には、本発明の好適な一実施例に係るホッピング・フィルタの構成図が示されている。図1に示されているように、本実施例のホッピング・フィルタはバリキャップ・チューニング方式の帯域通過フィルタBPF−A105と、BPF−B106とを備えており、これら2個の帯域通過フィルタを高速に切り換え可能なスイッチによって選択を行う構成となっている。

0019

まず、図1に示されているように、このホッピング・フィルタには周波数チャネル情報10が供給されている。この周波数チャネル情報110は、メモリ101のアドレス信号として供給されている。このメモリ101は、従来の構成と同様に例えばP−ROM等を用いて構成されている。更にこのホッピング・フィルタにはホッピングクロック112が、帯域通過フィルタBPF−A105、BPF−B106の切り換えのために供給されている。ホッピングクロック112は、分周器109によって1/2に分周される。そして、この分周クロック113が、入力側フィルタ選択スイッチ部107へ及び出力側フィルタ選択スイッチ部108に供給されることによりホッピング周期ごとに帯域通過フィルタBPF−A105及びBPF−B106が切り換えられるのである。この分周クロック113は、スイッチ部107及び108だけでなく、上述したメモリ101にもアドレス信号の一つとして供給されている。分周クロック113はホッピングクロック112を分周したものであるので、ホッピング周期ごとに「0」と「1」とを繰り返す信号である。上述したように入力側フィルタ選択スイッチ部107及び出力側フィルタ選択スイッチ108においてはこのホッピング周期ごとに「0」と「1」とを繰り返すことを利用してフィルタを切り換えているものである。そして、この分周クロック113がメモリ101にも供給されていることにより、メモリ101は周波数チャネル情報110が同じでも分周クロック113の値が異なることにより、異なるデータを出力することが可能である。換言すれば、メモリ101は選択されている帯域通過フィルタがBPF−A105からBPF−B106かによってそれぞれ異なる値を出力することが出来るものである。

0020

このような構成により、例えばBPF−A105とBPF−B106とが異なる特性を有する帯域通過フィルタであってもそれに応じたデータをそれぞれ出力することにより、より正確な同調周波数を設定することが可能となる。すなわち、本実施例によれば、2つの帯域通過フィルタBPF−A105とBPF−B106とのばらつきを補正することが可能となるもである。もちろん、この補正データは、あらかじめ帯域通過フィルタBPF−A105とBPF−B106とにおける印加電圧と同調周波数との関係をあらかじめ調べておき、補正データを作成しておく必要がある。

0021

メモリ101が出力するデータは、2個の帯域通過フィルタBPF−A105及びBPF−B106毎にそれぞれ設けられたD/Aコンバータ102及び103の双方に対して出力される。なお、D/Aコンバータ102及び103にはそれぞれラッチが設けられており、供給されてきたデータをそれぞれ独立に保持することが可能である。図1に示されているように、この2個のラッチには、分周クロック113が供給されている。そして、D/Aコンバータ103のラッチには、この分周クロック113が直接供給され、D/Aコンバータ102のラッチにはインバータ104を介して分周クロック113が供給されている。これによって、ホッピング周期毎にいずれか一方のラッチがメモリ101から出力されるデータをラッチすることになる。

0022

本実施例において特徴的なことはこのように2つ設けられている帯域通過フィルタBPF−A105とBPF−B106とのそれぞれに対してD/Aコンバータ102及び103を備えさせたことである。このようにそれぞれ専用のD/Aコンバータ102及び103が設けられていることにより、メモリ101が選択されている帯域通過フィルタに応じて異なるデータを出力することとあいまって、それぞれを帯域通過フィルタに供給されるデータを独立にラッチが保持し、かつD/Aコンバータ102及び103がD/A変換することが可能である。このため、一方の帯域通過フィルタ(BPF−A105かもしくはBPF−B106)に対して一方のD/Aコンバータ102へもしくは103へ印加電圧を供給している場合に、他方のD/Aコンバータ103もしくは102は別個の印加電圧をD/A変換して、他方の帯域通過フィルタBPF−A105またはBPF−B106にあらかじめ供給しておくことが可能である。そのため、印加電圧が帯域通過フィルタに印加されてからフィルタの切り換えが発生するまでにホッピング周期程度の時間的余裕が生じるため、切り換え後の帯域通過フィルタの同調周波数をあらかじめ所望の周波数に設定しておくことが可能である。このため極めて迅速に同調周波数を切り換えることが可能なホッピング・フィルタを実現することができる。

0023

次に、図2に示されているタイムチャートを用いて、本実施例のホッピング・フィルタの動作を説明する。図2に示されているように、ホッピングクロック112は周波数チャネル情報110が移り変わるタイミングを表している。そして、このホッピングクロック112を分周した分周クロック113はこのホッピング周期毎に「0」と「1」とを繰り返す信号である。本実施例においてはこの分周クロック113は、選択される帯域通過フィルタ(BPF−A105もしくはBPF−B106)を支持しており、「0」の場合にはBPF−A105、「1」の場合にはBPF−B106をそれぞれ指示する。図2に示されているように、周波数ホッピングシンセサイザの出力周波数は、周波数チャネル情報110の値Df1、Df2、…Df7に応じてf1、f2…f7のように移り変わる。

0024

図2に示されているように周期1においては分周クロック113は「0」であるので帯域通過フィルタBPF−A105が選択されている。このとき周波数ホッピングシンセサイザの出力周波数は、周波数チャネル情報110のDf1に応じてf1である。この時D/Aコンバータ102はBPF−A用印加電圧114としてVf1Aを帯域通過フィルタBPF−A105に供給している。

0025

本実施例において特徴的なことはこの周期1においてはメモリ101が出力する印加電圧生成用デジタルデータ111は帯域通過フィルタBPF−B106用のf2Bであることである。すなわち、この周期1においてはこの印加電圧生成用デジタルデータ111の値f2BがD/Aコンバータ103のラッチに保持されD/Aコンバータ103がこのf2Bに応じた印加電圧Vf2を帯域通過フィルタBPF−B106に印加し始めることである。このように周期1においては、BPF−B用印加電圧115が帯域通過フィルタBPF−B106に印加され始めるため次の周期2までには帯域通過フィルタBPF−B106の同調周波数をf2に設定しておくことが可能である。これによって、周期2の開始時に入力側フィルタ選択スイッチ部107及び出力側フィルタ選択スイッチ部108を切り換えることにより自動的にホッピング周波数が切り換え可能である。従来のバリキャップ・ダイオードを用いた帯域通過フィルタにおいては、印加電圧が変更されてから、所望の同調周波数に設定し直されるまでに一定の時間を要していたのに比べて、本実施例によれば周期2において必要な同調周波数をその前の周期1においてあらかじめ選択されていないほうの帯域通過フィルタBPF−B106に設定しておくことが可能であるため、迅速にホッピング周波数の切り換えが可能となる。以下、同様にしてこの周期2においては今度は帯域通過フィルタBPF−A105に対して新たなBPF−A用印加電圧114が印加されることにより(Vf3A)、周期3における同調周波数を予め帯域通過フィルタBPF−A105に設定しておくことが可能である。これによって、上述したのと同様に周期3の開始時においてスイッチ部107及び108を切り換えることにより迅速にホッピング周波数の切り換えが可能である。以下、周期4、5、6、7においても、帯域通過フィルタBPF−A105と帯域通過フィルタBPF−B106とが交互に使用されていくのである。

0026

図3には、本実施例のホッピング・フィルタにおいて用いられているメモリ101の記憶内容の説明図が示されている。図3に示されているように、メモリ101の記憶内容は、アドレスMSBが「0」か「1」かで、帯域通過フィルタBPF−B106用か、帯域通過フィルタBPF−A105用であるかが定められている。すなわち、本実施例におけるメモリ101には、2つ備えられている帯域通過フィルタ毎に印加電圧生成用デジタルデータを記憶保持可能であるので、それぞれの帯域通過フィルタの特性にあわせたデジタルデータを記憶可能である。この結果、それぞれがホッピング周波数のタイミング情報を補正するようなデータをそれぞれ記憶させることにより、シンセサイザーとの同調を実現することが可能である。なお、このメモリ101のアドレスのMSB以外のビットは外部から供給される周波数チャネル情報110の値がそのまま使用される。

0027

以上述べたように本実施例によれば、印加電圧によって同調周波数が設定される可変帯域通過フィルタを2個備え、ホッピング周期ごとに交互に切り換えて用いるので、高速に切り換え可能なホッピング・フィルタを実現することができる。更に、2つ備えられている帯域通過フィルタBPF−A105及びBPF−B106毎にそれらの特性に応じてデジタルデータを保持可能なメモリ101を備えているため、帯域通過フィルタの特性のばらつきを補正し、正確な同調周波数を実現することが可能である。これによって、このホッピング・フィルタの同調周波数を、周波数ホッピングシンセサイザの出力する周波数と容易に一致させることが可能となるものである。

発明の効果

0028

以上述べたように、第1の本発明によれば2つの可変同調帯域通過フィルタを備えているため、高速なフィルタの切り換えが可能となるためホッピング周期の短い通信に適応可能なホッピング・フィルタが実現できる。

0029

第2の本発明によれば、コンバータに供給する周波数チャネル情報を予め補正することが可能なので、より正確な同調周波数を要するホッピング・フィルタが実現できる。その結果、周波数ホッピングシンセサイザの出力周波数と、ホッピング・フィルタの同調周波数を一致させることができるためより精度の高い周波数ホッピング通信が可能となる。

図面の簡単な説明

0030

図1本発明の好適な実施例であるホッピング・フィルタの構成ブロック図である。
図2本発明の好適な実施例の動作を表すタイムチャートである。
図3本発明の好適な実施例であるホッピング・フィルタのメモリ101の記憶内容を説明する説明図である。
図4従来のフィルタ切り換え方式によるホッピング・フィルタの構成ブロック図である。
図5従来のバリキャップ・チューニング方式によるホッピング・フィルタの構成ブロック図である。
図6周波数ホッピング通信における送信機及び受信機の構成ブロック図である。

--

0031

101メモリ
102、103 D/Aコンバータ
104インバータ
105帯域通過フィルタBPF−A
106 帯域通過フィルタBPF−B
107 入力側フィルタ選択スイッチ部
108出力側フィルタ選択スイッチ部
109分周器
110周波数チャネル情報
111印加電圧生成用デジタルデータ
112ホッピングクロック
113分周クロック
114 BPF−A用印加電圧
115 BPF−B用印加電圧

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