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技術 位置検出信号の周波数逓倍回路

出願人 オリンパス株式会社
発明者 岡田淳二
出願日 1994年7月7日 (26年5ヶ月経過) 出願番号 1994-156059
公開日 1996年1月23日 (24年11ヶ月経過) 公開番号 1996-021743
状態 未査定
技術分野 感知要素の出力の伝達及び変換 パルス回路 パルスの操作
主要キーワード 位相設定回路 基準アナログ信号 移動方向信号 信号切り換え回路 エンコーダ入力 同相入力端子 方向検出信号 発振制御電圧
関連する未来課題
重要な関連分野

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図面 (11)

目的

複雑な演算を行なうことなしに簡単な回路構成で2つのエンコーダ信号の任意の周波数逓倍信号を得る。

構成

90度位相差を有する2つのエンコーダ信号A、Bを周波数逓倍する回路であって、位置検出信号に同期して位置検出信号をm倍にする1/m分周器4と、1/m分周器4の出力に基づいて90度位相差をつくる1/2分周回路6、7、8からなる位相設定回路と、90度位相差を有する2つのエンコーダ信号A、Bから被位置検出物との相対移動方向を判定する方向検出回路5と、方向検出回路5の出力に基づいて位相設定回路の一部出力(iまたはj出力)を移動方向に応じて切り換え信号切り換え回路9とを具備している。

概要

背景

例えばエンコーダ信号等の位置検出信号逓倍する周波数逓倍回路は従来より良く知られている。特開平5−196479号公報はアナログ乗算器加算器を用い基準アナログ信号自然数倍の信号を得る周波数逓倍回路を開示している。

また、特開平5−248890号公報あるいは特開平4−355321号公報は互いに略90度位相のずれた2相正弦波信号AD変換した値にROM出力を各々乗算した値を比較し、比較結果をアップダウンカウントすることでエンコーダ信号の逓倍信号を得る周波数逓倍回路を開示している。

概要

複雑な演算を行なうことなしに簡単な回路構成で2つのエンコーダ信号の任意の周波数逓倍信号を得る。

90度位相差を有する2つのエンコーダ信号A、Bを周波数逓倍する回路であって、位置検出信号に同期して位置検出信号をm倍にする1/m分周器4と、1/m分周器4の出力に基づいて90度位相差をつくる1/2分周回路6、7、8からなる位相設定回路と、90度位相差を有する2つのエンコーダ信号A、Bから被位置検出物との相対移動方向を判定する方向検出回路5と、方向検出回路5の出力に基づいて位相設定回路の一部出力(iまたはj出力)を移動方向に応じて切り換え信号切り換え回路9とを具備している。

目的

本発明の位置検出信号の周波数逓倍回路はこのような課題に着目してなされたものであり、その目的とするところは、複雑な演算を行なうことなしに簡単な回路構成で2つの位置検出信号の任意の周波数逓倍信号を得ることができる位置検出信号の周波数逓倍回路を提供することにある。

効果

実績

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請求項1

90度位相差を有する2つの位置検出信号周波数逓倍する回路であって、任意の逓倍設定手段を有し、周波数発振手段の出力信号分周する周波数分周手段と、周波数分周手段の出力信号と位置検出信号との位相差を検出する位相検出手段と、位相検出手段の出力に基づいて位置検出信号に同期した信号を発生する周波数発振手段とを具備し、該周波数発振手段の出力信号を周波数逓倍出力としたことを特徴とする位置検出信号の周波数逓倍回路

請求項2

90度位相差を有する2つの位置検出信号を周波数逓倍する回路であって、位置検出信号に同期して位置検出信号をm倍にする周波数m逓倍手段と、周波数m逓倍手段の出力信号に基づいて90度位相差をつくる位相設定手段と、90度位相差を有する2つの位置検出信号から被位置検出物との相対移動方向を判定する方向検出手段と、方向検出手段の出力に基づいて位相設定手段の一部出力を移動方向に応じて切り換える信号切換手段と、を具備したことを特徴とする位置検出信号の周波数逓倍回路。

請求項3

90度位相差を有する2つの位置検出信号を周波数逓倍する回路であって、位置検出信号に同期する位置検出信号の4倍の周波数を発生する周波数発振手段と、位置検出信号の周波数を2倍にする周波数2逓倍手段と、周波数発振手段の出力信号の立ち下がりで周波数2逓倍手段の出力信号を位相シフトする移相手段と、90度位相差を有する2つの位置検出信号から被位置検出物との相対移動方向を判定する方向検出手段と、方向検出手段の出力に基づいて移相手段の出力を上記相対移動方向に応じて切り換える信号切り換え手段と、を具備したことを特徴とする位置検出信号の周波数逓倍回路。

技術分野

0001

本発明は位置検出信号周波数逓倍回路に関する。

背景技術

0002

例えばエンコーダ信号等の位置検出信号を逓倍する周波数逓倍回路は従来より良く知られている。特開平5−196479号公報はアナログ乗算器加算器を用い基準アナログ信号自然数倍の信号を得る周波数逓倍回路を開示している。

0003

また、特開平5−248890号公報あるいは特開平4−355321号公報は互いに略90度位相のずれた2相正弦波信号AD変換した値にROM出力を各々乗算した値を比較し、比較結果をアップダウンカウントすることでエンコーダ信号の逓倍信号を得る周波数逓倍回路を開示している。

発明が解決しようとする課題

0004

しかしながら、上記した特開平5−196479号公報に記載の周波数逓倍回路はアナログ信号周波数逓倍するための回路なのでノイズの影響を受け易く、また回路の規模が大きくなってコスト高となる欠点がある。

0005

また、上記した特開平5−248890号公報あるいは特開平4−355321号公報に記載の周波数逓倍回路は、正弦波余弦波デジタル的に乗算するが、アナログ入力振幅変化ADコンバータ誤差がその後の計算結果に影響して計算結果に誤差が含まれてしまう。また、デジタルデータに変換して乗算を行っているので処理すべきデータ量が多くなり回路規模も大きくなってしまう欠点がある。

0006

本発明の位置検出信号の周波数逓倍回路はこのような課題に着目してなされたものであり、その目的とするところは、複雑な演算を行なうことなしに簡単な回路構成で2つの位置検出信号の任意の周波数逓倍信号を得ることができる位置検出信号の周波数逓倍回路を提供することにある。

課題を解決するための手段

0007

上記の目的を達成するために、第1の発明に係る位置検出信号の周波数逓倍回路は、90度位相差を有する2つの位置検出信号を周波数逓倍する回路であって、任意の逓倍設定手段を有し、周波数発振手段の出力信号分周する周波数分周手段と、周波数分周手段の出力信号と位置検出信号との位相差を検出する位相検出手段と、位相検出手段の出力に基づいて位置検出信号に同期した信号を発生する周波数発振手段とを具備し、該周波数発振手段の出力信号を周波数逓倍出力とする。

0008

また、第2の発明に係る位置検出信号の周波数逓倍回路は、90度位相差を有する2つの位置検出信号を周波数逓倍する回路であって、位置検出信号に同期して位置検出信号をm倍にする周波数m逓倍手段と、周波数m逓倍手段の出力信号に基づいて90度位相差をつくる位相設定手段と、90度位相差を有する2つの位置検出信号から被位置検出物との相対移動方向を判定する方向検出手段と、方向検出手段の出力に基づいて位相設定手段の一部出力を移動方向に応じて切り換える信号切換手段とを具備する。

0009

また、第3の発明に係る位置検出信号の周波数逓倍回路は、90度位相差を有する2つの位置検出信号を周波数逓倍する回路であって、位置検出信号に同期する位置検出信号の4倍の周波数を発生する周波数発振手段と、位置検出信号の周波数を2倍にする周波数2逓倍手段と、周波数発振手段の出力信号の立ち下がりで周波数2逓倍手段の出力信号を位相シフトする移相手段と、90度位相差を有する2つの位置検出信号から被位置検出物との相対移動方向を判定する方向検出手段と、方向検出手段の出力に基づいて移相手段の出力を上記相対移動方向に応じて切り換える信号切り換え手段とを具備する。

0010

すなわち、第1の発明に係る位置検出信号の周波数逓倍回路は、90度位相差を有する2つの位置検出信号を周波数逓倍するにあたって、まず、周波数発振手段の出力信号を分周してこの分周出力信号と位置検出信号との位相差を検出し、次に、検出された位相差に基づいて位置検出信号に同期した信号を周波数逓倍出力として出力するようにする。

0011

また、第2の発明に係る位置検出信号の周波数逓倍回路は、90度位相差を有する2つの位置検出信号を周波数逓倍するにあたって、まず、位置検出信号に同期して位置検出信号をm倍にし、次にこの信号に基づいて位相設定手段によって90度位相差を有する信号をつくる。また、90度位相差を有する2つの位置検出信号から被位置検出物との相対移動方向を判定し、判定出力に基づいて位相設定手段の一部出力を移動方向に応じて切り換えるようにする。

0012

また、第3の発明に係る位置検出信号の周波数逓倍回路は、90度位相差を有する2つの位置検出信号を周波数逓倍するにあたって、まず、周波数発振手段によって位置検出信号に同期する位置検出信号の4倍の周波数を発生する。次に周波数発振手段の出力信号の立ち下がりで、移相手段によって位置検出信号の周波数を2倍にした信号を位相シフトさせる。また、90度位相差を有する2つの位置検出信号から被位置検出物との相対移動方向を判定し、判定出力に基づいて移相手段の出力を上記相対移動方向に応じて切り換えるようにする。

0013

以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する。第1実施例では、矩形波状のエンコーダ信号Aの立ち上がり位相同期をかけ、m(自然数)倍のクロック発振させることによりエンコーダ入力のm逓倍信号を得る。m逓倍の設定は1/m分周器で行う。また、矩形波状のエンコーダ信号Aの立ち上がりで位相同期をかけ、入力信号の4n倍の周波数でデューティ50%の正確なクロックを発振させる。このクロックを分周することで正確な位相シフトを行い、入力エンコーダ信号に対し90度位相の異なるn逓倍信号を得る。そして被検出物の移動方向によりA信号とB信号の進み遅れを合わすため方向検出信号ラッチ出力を切り換える。

0014

図1は第1実施例に係る周波数逓倍回路の概略構成を示すブロック図である。同図において、エンコーダ信号Aの入力部は位相検出回路1の第1入力端子に接続されるとともに、方向検出回路の第1入力端子に接続されている。位相検出回路1の出力端子LPF2を介して電圧制御発振器(以下VCOと呼ぶ)3の入力端子に接続され、この電圧制御発振器3の出力端子は1/2分周回路6の入力端子に接続されるとともに、1/m分周器4を介して位相検出回路1の第2入力端子に接続されている。

0015

また、1/2分周回路6の第1出力端子は1/2分周回路7の入力端子に接続されている。また、1/2分周回路6の第2出力端子は1/2分周回路8の入力端子に接続されている。1/2分周回路8の第1出力端子は信号切り換え回路9のx接点に接続されるとともに、第2出力端子は信号切り換え回路9のy接点に接続されている。ここで、上記した1/2分周回路6、7、8は位相設定回路を構成している。

0016

さらに、エンコーダ信号Bの入力部は方向検出回路5の第2入力端子に接続され、方向検出回路5の出力端子は信号切り換え回路9の制御端子に接続されている。

0017

上記した構成において、回路に入力されるエンコーダ信号A、Bは、図7に示すように互いに90度の位相差を有する矩形波信号である。まず、図1の位相検出回路1においてエンコーダ入力信号a(=A)と、VCO3の出力信号eを1/m分周器4で1/m分周した値bとの位相差を検出する。次に検出信号cをLPF2を介して検波し、その電圧値でVCO3の発振周波数を制御する。この結果VCO3の出力からは入力エンコーダ信号に位相同期したm逓倍の出力信号e(=Cm )が得られる。

0018

一方、方向検出回路5においてエンコーダ入力信号A、Bの位相進みまたは遅れに基づいて被位置検出物の移動方向を検出する。例えば、エンコーダ信号Aがエンコーダ信号Bより進み位相のとき被位置検出物の回転方向がCW(時計方向)、逆に遅れ位相のときCCW(反時計方向)とすると、方向検出回路5の出力信号1(=移動方向信号D)はCW時Hレベル、CCW時Lレベルとなる。この信号で後述する信号切り換え回路9を制御する。

0019

さて、m逓倍されたVCO3からの出力信号eは1/2分周回路6,7,8で構成される位相設定回路により1/4分周される。これにより、最終的に得られる出力信号An,Bnは入力エンコーダ信号と同じ90度位相差を有するn逓倍(n=m/4)の信号となる。ここで信号切り換え回路9が前述の方向検出回路5からの出力信号のレベルに応じてx接点とy接点との間で切り換えられることにより出力信号Bnの位相は180度反転する。

0020

次に図1に示す各ブロックの構成及び機能について詳細に説明する。図2図1に示す位相検出回路の1の詳細な構成を示す図である。同図において、NOR回路10の第2入力端子は図1に示す位相検出回路1の第1入力端子であり、NOR回路10の出力端子はNOR回路15の第1入力端子と、NOR回路14の第1入力端子に接続されるとともに、F/F12のR入力端子に接続されている。F/F12のQ出力端子はNOR回路15の第2入力端子に接続されるとともに、NOR回路14の第2入力端子に接続されている。NOR回路15の出力端子はインバータ17を介してトランジスタ18のゲートに接続されるとともに、NOR回路10の第1入力端子に接続されている。

0021

また、NOR回路11の第1入力端子は図1に示す位相検出回路1の第2入力端子であり、NOR回路11の出力端子はF/F13のS入力端子に接続されるとともに、NOR回路14の第4入力端子と、NOR回路16の第3入力端子に接続されている。また、F/F13のQバー出力端子はNOR回路14の第3入力端子と、NOR回路16の第2入力端子に接続されている。

0022

さらに、NOR回路14の出力端子はNOR回路15の第3入力端子と、NOR回路16の第1入力端子と、F/F12のS入力端子及びF/F13のR入力端子に接続されている。また、NOR回路16の出力端子はNOR回路11の第2入力端子に接続されるとともに、トランジスタ19のゲートに接続されている。トランジスタ18のソース電源に接続され、ドレインはトランジスタ19のドレインに接続されて位相検出回路1の出力端子となっている。トランジスタ19のソースは接地されている。

0023

上記した図2の構成において、図3に示すようなエンコーダ入力信号(入力信号と呼ぶ)a,bが各々NOR回路10,11に入力すると、入力信号aの立ち上がりでNOR回路10の出力がLとなる。このとき入力信号bがLであればNOR11の出力はHであるからNOR14の出力がLとなることで、NOR15の出力がHとなる。この結果トランジスタ18がオンとなり位相検出回路の出力信号cがHレベルとなる。さらに入力信号bが立ち上がるとNOR11の出力がLとなり、NOR14の出力がHとなるのでNOR15の出力はLとなってトランジスタ18はオフとなる。このとき、NOR16はLのままでトランジスタ19はオフの状態が続くので、この結果位相検出回路の出力信号cはハイインピーダンス状態となる。

0024

そして、被位置検出物の移動方向が変わり入力信号aが入力信号bより遅れ位相となった時、入力信号bの立ち上がりでNOR11の出力がLとなり、入力信号aがLであればNOR14の出力はLであるからNOR16の出力がHとなってトランジスタ19がオンする。この時NOR15の出力はLであるからトランジスタ18はオフで、位相検出回路の出力信号cはLレベルとなる。続いて入力信号aがLからHに変化すると、NOR10の出力がLとなりNOR14の出力がHとなってNOR16の出力がLとなる。この結果トランジスタ19がオフとなって出力信号cはハイインピーダンス状態となる。

0025

続いて入力信号a,bが同相で同時にLからHへ立ち上がった時、NOR10、11の出力は各々LとなるがNOR14の出力がHとなり、F/F12,13が各々セット、リセットされNOR15、NOR16は共にLとなりトランジスタ18,19はオフの状態を維持する。このため位相検出回路の出力信号cはハイインピーダンス状態を維持することになる。

0026

この様にして2つの入力信号a、bの位相差を検出し、位相差があればその方向に従った位相検出信号を出力する。そしてこれをLPF2で検波することによって位相誤差に比例した検出電圧を得る。

0027

図4は電圧制御発振器3の詳細な構成を示す図である。同図において、LPF2からの信号dが入力されるオペアンプ30の同相入力端子には抵抗R1とR2が接続されている。オペアンプ30の出力端子はトランジスタ31のベースに接続されている。このトランジスタ31のコレクタはトランジスタ33のコレクタに接続され、エミッタはオペアンプ30の逆相入力端子に接続されるとともに、抵抗32を介してトランジスタ36、37、38のエミッタ及びコンデンサ39の一端に接続されるとともに接地されている。

0028

トランジスタ33のエミッタは電源に接続されるとともに、トランジスタ34、35のエミッタに接続されている。さらにトランジスタ33のベースは同トランジスタ34のコレクタと、トランジスタ34、35のベースに接続されている。

0029

また、トランジスタ38のベースはF/F42のQバー出力端子に接続されるとともに、コレクタはトランジスタ34、36のコレクタに接続されている。さらに、トランジスタ36のベースは同トランジスタ36のコレクタと、トランジスタ37のベースに接続されている。このトランジスタ37のコレクタは、トランジスタ35のコレクタと、コンデンサ39の他端と、オペアンプ40の同相入力端子と、オペアンプ41の逆相入力端子とに接続されている。オペアンプ40の逆相入力端子は基準電圧VH に接続されるとともに、その出力端子はF/F42のS入力端子に接続されている。また、オペアンプ41の同相入力端子は基準電圧VL に接続されるとともに、その出力端子はF/F42のR入力端子に接続されている。さらに、F/F42のQ出力端子は1/2分周回路6の入力端子に接続されている。

0030

上記した図4の構成において、図1に示すLPF2の出力dがオペアンプ30の同相入力端子に入力されると基準電圧VR加算されて発振制御電圧VTとなる。オペアンプ30、トランジスタ31、抵抗32で構成される定電流回路により電流I(=VT /RT)が決定され、この電流Iがトランジスタ33,34,35で構成されるカレントミラー回路によりコンデンサ39の充電電流となる。発振制御電圧VT が大きくなると充電電流が大きくなりコンデンサ39の充電時間は短くなる。一方、発振制御電圧VT が小さくなるとコンデンサ39の充電時間は長くなる。

0031

コンデンサ39に充電電流が流れ込むとコンデンサ39の端子電圧VCが上昇し、基準電圧VH を越えるとコンパレータ40の出力がHとなりF/F42がセットされる。同時にトランジスタ38がオフとなりトランジスタ36,37で構成されるカレントミラー回路がアクティブとなる。その結果コンデンサ39の蓄積電荷による放電電流とトランジスタ35からの充電電流がトランジスタ37を経て流れ出る。このためコンデンサ39の端子電圧VC は低下しコンパレータ41で基準電圧VL と比較され、VL 以下になるとF/F42がリセットされ出力信号eは反転される。同時にトランジスタ38がオンとなりトランジスタ37がオフとなって放電状態中断され、コンデンサ39は充電状態になる。この動作を繰り返すことでVCO出力信号eは発振する。

0032

図5図1に示す周波数分周手段としての1/m分周器4の詳細な構成を示す図である。同図において、コンパレータ47の第1入力端子はレジスタ46を介して逓倍設定手段45に接続されている。また、コンパレータ47の第2入力端子はカウンタ48の出力端子に接続され、コンパレータ47の出力端子はカウンタ48のR入力端子とトグルF/F49の入力端子に接続されている。このトグルF/F49の出力端子は位相検出回路1の第2入力端子に接続されている。また、カウンタ48は前述のVCO出力信号が入力されるCLK入力端子を有する。

0033

上記した図5の構成において、まず、CPUやスイッチからなる逓倍設定手段45によってレジスタ46に任意の逓倍数をセットする。そこで、前述のVCO出力信号eをカウンター48でカウントし、このカウント値とレジスタ46の値とをコンパレータ47で比較する。一致出力でトグルF/F49をアクティブとすると共にカウンタ48をリセットする。この繰り返しで入力信号eを任意の値で分周する事が可能となり、逓倍数をmにセットしておくと出力信号bは1/m倍に周波数分周された信号となる。

0034

図6は位相設定回路と、方向検出回路5と、信号切り換え回路9の詳細な構成を示す図である。同図において図1で使用されている参照番号と同一の参照番号を有するものは同一のものである。同図において、F/F6はVCO3の出力eを受けるCLK入力端子を有する。このF/F6のQ出力端子はF/F7のCLK入力端子に接続されるとともに、Qバー出力端子はF/F6のD入力端子と、F/F8のCLK入力端子に接続されている。F/F7のQ出力端子はNOR回路94を介してNOR回路95に接続されるとともに、Qバー出力端子は同F/F7のD入力端子に接続されている。F/F8のQ出力端子はAND回路90の第1入力端子に接続されるとともに、そのQバー出力端子は同F/F8のD入力端子と、AND回路91の第1入力端子に接続されている。

0035

また、方向検出回路としてのF/F5はエンコーダ信号Aが入力される第1入力端子と、エンコーダ信号Bが入力される第2入力端子を有し、F/F5の出力端子はAND回路90の第2入力端子に接続されるとともに、インバータ92を介してAND回路91の第2入力端子に接続されている。さらに、AND回路90の出力端子はOR回路の第1入力端子に接続されるとともにAND回路91の出力端子はOR回路93の第2入力端子に接続されている。

0036

上記した図6の構成において、図7のようにエンコーダ信号Aがエンコーダ信号Bに対して進み位相のときにF/F5のCLK入力端子にエンコーダ信号Bを、D入力端子にエンコーダ信号Aを入力すると、エンコーダ信号Bの立ち上がりでエンコーダ信号Aをラッチする。即ち、このように進み位相のときはF/F5のQ出力lはHレベルとなる。また、エンコーダ信号Aがエンコーダ信号Bに対し遅れ位相のときはF/F5のQ出力lはLレベルとなり、方向検出回路としてのF/F5の出力レベル状態によって被位置検出物の移動方向を判断することができる。

0037

次に、前述のm逓倍された信号eから90度位相差を有する2相の信号が形成される過程を、図8タイミングチャートを参照して説明する。位相設定手段を構成するF/F6,7,8の内、F/F6のCLK入力端子に信号eを入力すると、信号eの立ち上がりで出力信号が反転し入力信号が1/2分周される。F/F6のQ出力fをF/F7のCLK入力端子に入力し同様に1/2分周すると、F/F7のQ出力hは入力信号eに同期した1/4分周信号となる。一方、F/F6のQバー出力gをF/F8で1/2分周すると信号hと90度位相の異なる入力信号eを1/4分周した信号iと、この信号iを反転した信号jを得る。このように元の信号を1/4分周することで、正確に90度位相の異なる信号を作り出すことができる。

0038

先に記したように方向検出回路としてのF/F5の出力信号に合わせF/F8の出力信号i,jを、AND回路90,91、OR回路93、NOT回路92で構成される信号切り換え手段9で切り換える事でエンコーダ入力信号A,Bと同じ位相関係を持つ2相の出力信号を得る。即ち、F/F5の出力がHレベルのときAND回路90をアクティブにしOR回路93の出力kには信号iを、また、F/F5の出力がLレベルのときAND91をアクティブにしOR93の出力kには信号jを出力する。

0039

上記した第1実施例によれば、簡単な構成でエンコーダ信号の任意の周波数逓倍を得ることができる。なお、逓倍回路の出力として、入力エンコーダ信号をm逓倍した信号Cmと、被位置検出物の移動方向信号Dとの組み合わせを用いるかあるいは、入力エンコーダ信号A,Bに各々位相同期した90度位相差を有する2つのn逓倍信号(n=m/4)An,Bnの組み合わせを用いるかは適宜自由に選択できる。

0040

以下に図9図10を参照して本発明の第2実施例を説明する。この実施例では、矩形波エンコーダ信号の立ち上がりで位相同期をかけ、入力信号の4倍の周波数でデューティ50%の正確なクロックを発振させる。このクロックの立ち下がりは入力信号の立ち上がりから45度位相がずれる。そこで、クロックの立ち下がりでA、B信号の2逓倍信号をラッチする。ラッチ出力からはラッチ入力信号に対し90度位相の異なる2逓倍信号が得られる。また、被検出物の移動方向によりA信号とB信号の進み遅れを合わすため方向検出信号でラッチ出力を切り換える。

0041

図9において、エンコーダ信号Aの入力部はEX−OR回路101の第1入力端子と、方向検出回路としてのF/F106のD入力端子と、位相検出回路102の第1入力端子に接続されるとともに、エンコーダ信号Bの入力部はEX−OR回路101の第2入力端子と、方向検出回路としてのF/F106のCLK入力端子に接続されている。EX−OR回路101の出力端子はF/F107のD入力端子に接続されている。

0042

位相検出回路102の出力端子はLPF103を介してVCO104に接続され、VCO104はF/F107のCLK入力端子と、1/4分周回路105を介して位相検出回路102の第2入力端子に接続されている。

0043

さらに、F/F107のQ出力端子はAND回路108の第1入力端子に接続されるとともに、そのQバー出力端子はAND回路109の第1入力端子に接続されている。また、F/F106の出力端子はこのAND回路108の第2入力端子と、インバータ110を介してAND回路109の第2入力端子に接続されている。AND回路108の出力端子はOR回路111の第1入力端子に接続されるとともに、AND回路109の出力端子はOR回路111の第2入力端子に接続されている。

0044

上記した上記した構成を有する第2実施例の動作を図10のタイミングチャートを参照して説明する。図9において方向検出回路106と、位相検出回路102と、LPF103と、VCO104と、1/4分周回路105、さらにAND回路108,109、OR回路111、NOT回路110とから構成される信号切り換え回路とは第1の実施例で説明したものと同じもので実現できるため説明は省略するが、第2実施例では、VCO104の出力として入力エンコーダ信号に位相同期した4逓倍のCLK信号を得る。また、方向検出回路としてのF/F106の出力は、検出された被位置検出物の回転方向が例えばCWのときはH、CCWのときはLとなる。そこで、図9のEX−OR回路101は図10のタイミングチャートから判るようにエンコーダ信号を2逓倍する。この2逓倍された信号を移相手段であるF/F107のD入力端子に入力し、VCO104のCLK信号をCLK入力端子に入力すると、CLKの立ち下がりで2逓倍信号をラッチし、F/F107の出力には入力2逓倍信号に対し90度位相のシフトした信号が得られる。CLKの立ち下がりは入力エンコーダ信号を基準に考えると、45度位相シフトされた信号であることがわかる。そこで、方向検出回路としてのF/F106の出力信号に合わせ、F/F107のQ出力とQバー出力を次段の信号切り換え回路で切り換えることにより、入力エンコーダ信号に同期した2逓倍の90度位相差を有する新しいエンコーダ信号A2,B2を得ることができる。

0045

上記した第2実施例によれば、クロック信号の分周した後で位相シフトを行っているので、簡単な回路構成で位相誤差の少ない90度位相差を有する2つの高分解能エンコーダ信号を得ることができる。

0046

なお、上記した第1及び第2実施例では互いに90度の位相差を有する出力信号を得るようにしたがこれに限定されず、回路構成を適宜変更することにより所定の位相差の出力信号を得ることができる。

0047

以上のように本実施例の位置検出信号の周波数逓倍回路は、90度位相差を有する2つの位置検出信号(エンコーダ信号A、B)を周波数逓倍する回路であって、任意の逓倍設定手段(図5の逓倍設定手段45)を有し、周波数発振手段(VCO3)の出力信号を分周する周波数分周手段(1/m分周器4)と、周波数分周手段の出力信号と位置検出信号(エンコーダ信号A)との位相差を検出する位相検出手段(位相検出回路1)と、位相検出手段の出力に基づいて位置検出信号に同期した信号を発生する周波数発振手段(VCO3)とを具備し、該周波数発振手段の出力信号を周波数逓倍出力(出力信号e)とする。

0048

また、90度位相差を有する2つの位置検出信号(エンコーダ信号A、B)を周波数逓倍する回路であって、位置検出信号に同期して位置検出信号をm倍にする周波数m逓倍手段(1/m分周器4)と、周波数m逓倍手段の出力信号に基づいて90度位相差をつくる位相設定手段(1/2分周回路6、7、8からなる位相設定回路)と、90度位相差を有する2つの位置検出信号から被位置検出物との相対移動方向を判定する方向検出手段(方向検出回路5)と、方向検出手段の出力に基づいて位相設定手段の一部出力(iまたはj出力)を移動方向に応じて切り換える信号切換手段(信号切り換え回路9)とを具備している。

0049

また、90度位相差を有する2つの位置検出信号(エンコーダ信号A、B)を周波数逓倍する回路であって、位置検出信号に同期する位置検出信号の4倍の周波数を発生する周波数発振手段(VCO104)と、位置検出信号の周波数を2倍にする周波数2逓倍手段(EX−OR回路)と、周波数発振手段の出力信号の立ち下がりで周波数2逓倍手段の出力信号を位相シフトする移相手段(F/F107)と、90度位相差を有する2つの位置検出信号から被位置検出物との相対移動方向を判定する方向検出手段(F/F106)と、方向検出手段の出力に基づいて移相手段の出力を上記相対移動方向に応じて切り換える信号切り換え手段(AND回路108,109、OR回路111、NOT回路110から構成される信号切り換え回路)とを具備している。

0050

上記した具体的実施例から次のような技術的思想が導き出され、以下のような効果を奏する。
(1) 90度位相差を有する2つの位置検出信号を周波数逓倍する回路であって、任意の逓倍設定手段を有し、周波数発振手段の出力信号を分周する周波数分周手段と、周波数分周手段の出力信号と位置検出信号との位相差を検出する位相検出手段と、位相検出手段の出力に基づいて位置検出信号に同期した信号を発生する周波数発振手段とを具備し、該周波数発振手段の出力信号を周波数逓倍出力とした位置検出信号の周波数逓倍回路。
(2) 90度位相差を有する2つの位置検出信号から被位置検出物の相対移動方向を判定する方向検出手段を含む構成(1)に記載の位置検出信号の周波数逓倍回路。
(3) 90度位相差を有する2つの位置検出信号を周波数逓倍する回路であって、位置検出信号に同期して位置検出信号をm倍にする周波数m逓倍手段と、周波数m逓倍手段の出力信号に基づいて90度位相差をつくる位相設定手段と、90度位相差を有する2つの位置検出信号から被位置検出物との相対移動方向を判定する方向検出手段と、方向検出手段の出力に基づいて位相設定手段の一部出力を移動方向に応じて切り換える信号切換手段と、を具備した位置検出信号の周波数逓倍回路。
(4) 周波数m逓倍手段は任意の逓倍設定手段を有し、周波数発振手段の出力信号の1/m分周手段と位置検出信号との位相差検出により入力位置検出信号と同期をとる構成(3)に記載の位置検出信号の周波数逓倍回路。
(5) 90度位相差を有する2つの位置検出信号を周波数逓倍する回路であって、位置検出信号に同期する位置検出信号の4倍の周波数を発生する周波数発振手段と、位置検出信号の周波数を2倍にする周波数2逓倍手段と、周波数発振手段の出力信号の立ち下がりで周波数2逓倍手段の出力信号を位相シフトする移相手段と、90度位相差を有する2つの位置検出信号から被位置検出物との相対移動方向を判定する方向検出手段と、方向検出手段の出力に基づいて移相手段の出力を上記相対移動方向に応じて切り換える信号切り換え手段と、を具備した位置検出信号の周波数逓倍回路。
(6) 周波数発振手段は、その出力信号の1/4分周信号と位置検出信号との位相差検出により入力位置検出信号と同期をとる構成(5)に記載の位置検出信号の周波数逓倍回路。上記した構成(1)乃至(4)によれば、複雑な演算を行なうことなしに簡単な回路構成で2つの位置検出信号の任意の周波数逓倍信号を得ることができるようになる。また、構成(5)または(6)によれば、簡単な回路構成で位相誤差の少ない90度位相差を有する高分解能位置検出信号を得ることができる。

発明の効果

0051

請求項1または2に記載の発明によれば、複雑な演算を行なうことなしに簡単な回路構成で2つの位置検出信号の任意の周波数逓倍信号を得ることができる効果を奏する。また、請求項3に記載の発明によれば、簡単な回路構成で位相誤差の少ない90度位相差を有する高分解能位置検出信号を得ることができる効果を奏する。

図面の簡単な説明

0052

図1本発明の第1実施例に係る周波数逓倍回路の概略構成を示すブロック図である。
図2図1に示す位相検出回路の詳細な構成を示す図である。
図3位相検出回路に入力されるエンコーダ信号の波形と、位相検出回路からの出力信号の波形を示す図である。
図4図1に示す電圧制御発振器の詳細な回路構成を示す図である。
図5図1に示す1/m分周器の構成を示すブロック図である。
図6図1に示す位相設定手段、方向検出回路、信号切り換え回路の構成を示す図である。
図7エンコーダ信号Aの位相がエンコーダ信号Bに対して進み位相となっている状態を示す図である。
図8m逓倍された信号から90度位相差を有する2相の信号を生成する過程を説明するためのタイミングチャートである。
図9本発明の第2実施例に係る周波数逓倍回路の概略構成を示すブロック図である。
図10(a)及び(b)は図9に示す第2実施例の動作を説明するためのタイミングチャートである。

--

0053

1…位相検出回路、2…LPF、3…VCO、4…1/m分周回路、5…方向検出回路、6、7、8…1/2分周回路、9…信号切り換え回路。

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