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技術 レーダ受信機

出願人 三菱電機株式会社
発明者 麻生真成
出願日 1992年9月4日 (28年3ヶ月経過) 出願番号 1992-236972
公開日 1994年3月22日 (26年9ヶ月経過) 公開番号 1994-082544
状態 未査定
技術分野 レーダ方式及びその細部
主要キーワード F端子 スイッチ制御器 高周波減衰器 電圧可変型 LO端子 トリガ入力端子 ゲート信号発生器 パワーコンバイナ
関連する未来課題
重要な関連分野

この項目の情報は公開日時点(1994年3月22日)のものです。
また、この項目は機械的に抽出しているため、正しく解析できていない場合があります

図面 (8)

目的

ディレーラインを内蔵するレーダ受信機において、このディレーラインから発生する不要波の抑圧比を、ディレーライン独自の抑圧比以上にすることにより、広ダイナミック化されたレーダ受信機を得る。

構成

ディレーラインから目標とは異なるタイミングで発生する不要波を、ディレーライン前段で目標を検出する検出器と、ディレーライン後段信号除去回路と、上記検出器の検出出力タイミング基準として不要波発生タイミングを作り上記信号除去回路を駆動する駆動回路とを設ける。

概要

背景

図3は従来の励磁レーダ受信機の構成図である。図において1はレーダ受信機、2は高周波減衰器、3は低雑音増幅器、4はミキサ、5は第1の中間周波数増幅器、6は中間周波数減衰器、7はディレーライン、8は第2の中間周波数増幅器、9はバンドパスフィルタ、10は検波器、26は高周波入力端子、27は局部信号入力端子、28はビデオ信号出力端子である。

以下、従来のレーダ受信機について説明する。レーダ受信機は、レーダ送信機からアンテナを経て放射される高周波送信パルス信号が、目標反射して上記アンテナによって入力する高周波受信パルス信号を受信する。

図3において、この高周波受信パルス信号は上記高周波入力端子26から入力し、上記高周波減衰器2で所定のレベルだけ減衰を受ける。上記高周波減衰器2の出力信号は上記低雑音増幅器3に入力し増幅され、上記ミキサ4のRF入力端子に入力する。一方、局部信号入力端子27から入力する局部信号は上記ミキサ4のLO端子に入力し、上記ミキサ4ではRF端子入力信号とLO端子の入力信号の周波数差分中間周波数信号をIF端子より出力する。この中間周波数パルス信号は、上記第1の中間周波数増幅器5及び上記中間周波数減衰器6に入力し、増幅、減衰される。この信号は次に、上記ディレーライン7に入力し、所定の時間だけディレーを受ける。

上記ディレーライン7でディレーを受けた中間周波数パルス信号は、上記第2の中間周波数増幅器8に入力し増幅され、上記バンドパスフィルタ9に入力する。上記バンドパスフィルタ9は、マッチドフィルタと呼ばれ、信号レベル雑音レベル比が最も高くなるように、その帯域が決められる。上記バンドパスフィルタ9の出力中間周波数パルス信号は、上記検波器10において検波され、ビデオ信号として上記ビデオ信号出力端子28を経て、上記レーダ受信機1の後段に設置された信号処理器に入力する。上記信号処理器では、上記したビデオ信号から目標の方位、距離等を検出する。

上記ディレーライン7では、受信パルス信号である目標信号が通過する際に、ディレーラインの内部構造によって生じる不要波が発生する。図4に示す通り、ディレーラインのディレー時間をt0とすると、同図のアで示す入力信号がある場合、同図のイに示されるように、入力信号と同時に発生するフィールドスルー、及びt0の3倍の時間遅れて発生するトリプルトランジットエコーの2種類の不要波である。これらの不要波はディレーラインの内部構造により抑圧されている。この抑圧比は、第4図に示されているように、通常目標信号の入力レベルによって変わらないため、目標信号に対する比の値で示される。

上記した不要波の抑圧比は、通常のディレーラインで40〜50dB程度であり、この抑圧比を超えるダイナミックレンジを有するレーダ受信機では、高レベルの目標信号の入力があった場合、フィードスルーあるいは、トリプルトランジット・エコーの検波ビデオが、後段の上記信号処理器において、誤警報として処理される。

概要

ディレーラインを内蔵するレーダ受信機において、このディレーラインから発生する不要波の抑圧比を、ディレーライン独自の抑圧比以上にすることにより、広ダイナミック化されたレーダ受信機を得る。

ディレーラインから目標とは異なるタイミングで発生する不要波を、ディレーライン前段で目標を検出する検出器と、ディレーライン後段の信号除去回路と、上記検出器の検出出力タイミング基準として不要波発生タイミングを作り上記信号除去回路を駆動する駆動回路とを設ける。

目的

この発明は上記の課題を解消するためになされたもので、上記ディレーラインにより発生する不要波を上記ディレーラインの内部構造によって決まる抑圧比以上抑圧することにより、広ダイナミックレンジ化したレーダ受信機を得ることを目的とする。

効果

実績

技術文献被引用数
0件
牽制数
0件

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請求項1

高周波パルス受信信号入力端に接続された電圧可変型高周波信号減衰器と、上記高周波信号減衰器の出力側に接続された低雑音増幅器と、上記低雑音増幅器の出力側に接続され高周波パルス受信信号と局部信号とをミキシングするミキサと、上記ミキサの出力側に接続された第1の中間周波数増幅器及び電圧可変型の中間周波数減衰器と、上記中間周波数減衰器に接続され中間周波数パルス信号を所定の時間遅延させるディレーラインと、上記ディレーラインの出力側に接続された第2の中間周波数増幅器と、上記中間周波数増幅器の出力側に接続された帯域制御用のバンドパスフィルタと、上記バンドパスフィルタに接続された検波器とで構成されるレーダ受信機において、上記ディレーラインの入力側に接続された方向性結合器と、上記ディレーラインの出力側に接続されたパワーデバイダと、上記パワーデバイダの2つの出力にそれぞれRF端子が接続された2つの位相変調ミキサと、上記した2つの位相変調ミキサそれぞれのLO端子に2つの入力端子を接続され上記ディレーラインの後段の上記した第2の中間周波数増幅器入力側にその出力端子が接続されたパワーコンバイナと、上記方向性結合器の結合端子に接続された増幅器と、上記増幅器の出力側に接続され中間周波数パルス信号を検波する検波器と、上記検波器のパルス検波電圧と所定の参照電圧とのレベルの大小を判定する電圧比較器と、上記電圧比較器の判定信号を受けて上記した中間周波数パルス信号に同期し所定の遅延が設定されたゲート信号を発生させるゲート信号発生器と、上記ゲート信号発生器から出力されるゲート信号に従って上記位相変調ミキサそれぞれのIF端子に所定の電圧印加するミキサ制御器とを設けたことを特徴とするレーダ受信機。

請求項2

高周波パルス受信信号の入力端に接続された電圧可変型の高周波信号減衰器と、上記高周波信号減衰器の出力側に接続された低雑音増幅器と、上記低雑音増幅器の出力側に接続され高周波パルス受信信号と局部信号とをミキシングするミキサと、上記ミキサの出力側の接続された第1の中間周波数増幅器及び電圧可変型の中間周波数減衰器と、上記中間周波数減衰器に接続され中間周波数パルス信号を所定の時間遅延させるディレーラインと、上記ディレーラインの出力側に接続された第2の中間周波数増幅器と、上記中間周波数増幅器の出力側に接続された帯域制限用のバンドパスフィルタと、上記バンドパスフィルタに接続された検波器とで構成されるレーダ受信機において、上記ディレーラインの入力側に接続された方向性結合器と、上記ディレーラインの出力側に接続された単極双投型のスイッチと、上記スイッチの2つの出力端子のうち一方の出力端子に接続された180゜ハイブリッドと、上記180゜ハイブリッドの2つの出力端子それぞれが2つの入力端子と接続されたパワーコンバイナと、上記パワーコンバイナの出力端子に2つの入力端子のうち、一方の入力端子が接続され、上記した第2の中間周波数増幅器の入力側にその出力端子が接続されたスイッチと、上記2つのスイッチのそれぞれ上記した以外の入力端子、出力端子の間に接続された減衰器と、上記方向性結合器の結合端子に接続された増幅器と、上記増幅器の出力側に接続され中間周波数パルス信号を検波する検波器と、上記検波器のパルス検波電圧と所定の参照電圧とのレベルの大小を判定する電圧比較器と、上記電圧比較器の判定信号を受けて上記した中間周波数パルス信号に同期し所定の遅延が設定されたゲート信号を発生させるゲート信号発生器と、上記ゲート信号発生器から出力されるゲート信号に従って上記した2つのスイッチの2つの入力端子及び2つの出力端子を同時に切換えスイッチ制御器とを設けたことを特徴とするレーダ受信機。

技術分野

0001

この発明はディレーラインを内蔵するレーダ受信機において、上記ディレーラインにおいて発生する不要波を除去する、不要波除去技術に関するものである。

背景技術

0002

図3は従来の励磁レーダ受信機の構成図である。図において1はレーダ受信機、2は高周波減衰器、3は低雑音増幅器、4はミキサ、5は第1の中間周波数増幅器、6は中間周波数減衰器、7はディレーライン、8は第2の中間周波数増幅器、9はバンドパスフィルタ、10は検波器、26は高周波入力端子、27は局部信号入力端子、28はビデオ信号出力端子である。

0003

以下、従来のレーダ受信機について説明する。レーダ受信機は、レーダ送信機からアンテナを経て放射される高周波送信パルス信号が、目標反射して上記アンテナによって入力する高周波受信パルス信号を受信する。

0004

図3において、この高周波受信パルス信号は上記高周波入力端子26から入力し、上記高周波減衰器2で所定のレベルだけ減衰を受ける。上記高周波減衰器2の出力信号は上記低雑音増幅器3に入力し増幅され、上記ミキサ4のRF入力端子に入力する。一方、局部信号入力端子27から入力する局部信号は上記ミキサ4のLO端子に入力し、上記ミキサ4ではRF端子入力信号とLO端子の入力信号の周波数差分中間周波数信号をIF端子より出力する。この中間周波数パルス信号は、上記第1の中間周波数増幅器5及び上記中間周波数減衰器6に入力し、増幅、減衰される。この信号は次に、上記ディレーライン7に入力し、所定の時間だけディレーを受ける。

0005

上記ディレーライン7でディレーを受けた中間周波数パルス信号は、上記第2の中間周波数増幅器8に入力し増幅され、上記バンドパスフィルタ9に入力する。上記バンドパスフィルタ9は、マッチドフィルタと呼ばれ、信号レベル雑音レベル比が最も高くなるように、その帯域が決められる。上記バンドパスフィルタ9の出力中間周波数パルス信号は、上記検波器10において検波され、ビデオ信号として上記ビデオ信号出力端子28を経て、上記レーダ受信機1の後段に設置された信号処理器に入力する。上記信号処理器では、上記したビデオ信号から目標の方位、距離等を検出する。

0006

上記ディレーライン7では、受信パルス信号である目標信号が通過する際に、ディレーラインの内部構造によって生じる不要波が発生する。図4に示す通り、ディレーラインのディレー時間をt0とすると、同図のアで示す入力信号がある場合、同図のイに示されるように、入力信号と同時に発生するフィールドスルー、及びt0の3倍の時間遅れて発生するトリプルトランジットエコーの2種類の不要波である。これらの不要波はディレーラインの内部構造により抑圧されている。この抑圧比は、第4図に示されているように、通常目標信号の入力レベルによって変わらないため、目標信号に対する比の値で示される。

0007

上記した不要波の抑圧比は、通常のディレーラインで40〜50dB程度であり、この抑圧比を超えるダイナミックレンジを有するレーダ受信機では、高レベルの目標信号の入力があった場合、フィードスルーあるいは、トリプルトランジット・エコーの検波ビデオが、後段の上記信号処理器において、誤警報として処理される。

発明が解決しようとする課題

0008

従来のディレーラインを内蔵するレーダ受信機では、上記ディレーラインで発生するフィードスルーあるいはトリプル・トランジット・エコーの不要波が発生し、この不要波の抑圧比は上記ディレーラインの構造によって決まるため、レーダ受信機のダイナミックレンジはその抑圧比以上にできないという課題があった。

0009

この発明は上記の課題を解消するためになされたもので、上記ディレーラインにより発生する不要波を上記ディレーラインの内部構造によって決まる抑圧比以上抑圧することにより、広ダイナミックレンジ化したレーダ受信機を得ることを目的とする。

課題を解決するための手段

0010

この発明に係るレーダ受信機は、上記ディレーラインから目標信号と異なるタイミングで発生する不要波を、上記ディレーライン後段に設けられた不要波除去回路タイミング制御して駆動することにより、除去する回路構造をもつものである。

0011

この発明におけるレーダ受信機は、内蔵するディレーラインにおいて発生する不要波の抑圧比を、ディレーライン独自の抑圧比以上とすることにより、広ダイナミック化されたレーダ受信機を得ることができる。

0012

実施例1.図1は、この発明の一実施例のレーダ受信機の構成を示す図である。図において、1〜10、及び26〜28は図3で示した従来例と同様である。11は方向性結合器、12はパワーデバイダ、13は位相変調ミキサ、14はパワーコンバイナ、20は増幅器、21は検波器、22は電圧比較器、23はゲート信号発生器、24はミキサ制御器、29はトリガ入力端子である。

0013

次に動作について説明する。図1において、上記ディレーライン7の入出力信号は上述したように図4で示され、ディレーライン入力信号と同一タイミングでフィードスルーが出力し、時間t0で目標信号が出力し、時間t2でトリプル・トランジット・エコーが出力する。上記ディレーラインの後段に接続された上記パワーデバイダ12で、上記した3種の信号はそれぞれ2等分され上記位相変調ミキサ13a、13bのRF端子に入力する。ここで図5アに示される上記ディレーライン7の3種の出力に対し、図5イ、ウのタイミングチャートに示される上記位相変調ミキサ13a、13bの制御電圧を上記位相変調ミキサ13a、13bそれぞれのIF端子に印加する。上記制御電圧+EV,−EVは、上記位相変調ミキサ13aに+EVが印加されている時、上記位相変調ミキサ13bに+EVが印加された場合には、両位相変調ミキサ13a、13bの出力信号の位相同相となり、上記位相変調ミキサ13bに−EVが印加された場合には、両位相変調ミキサ13a、13bの出力信号の位相が互いに逆相となるように、決められる。したがって、図5ウで示される、フィードスルーをカバーするゲートの期間及びトリプル・トランジット・エコーをカバーするゲートの期間では、上記位相変調ミキサ13a、13bそれぞれのLO端子から出力する不要波の位相は逆相となる。したがって後段に設けられた上記パワーコンバイナ14において、お互いに逆相であり、振幅の等しい2つの信号は合成され、除去される。一方、目標信号については、上記位相変調ミキサ13a、13bの出力は、同相であり振幅も等しいため、上記パワーコンバイナ14では合成され、電圧は足し合わされる。以上により、図5Iに示すとおり、上記パワーコンバイナ14の出力は、目標信号のみとなる。

0014

ここで、図5イ、ウに示される上記位相変調ミキサ13a、13bの制御電圧の発生系について、図7を用いて説明する。図7のアは、送信パルスの発生するタイミングを示す送信ゲートであり、イはその送信パルスによるレーダ受信機の受信信号である上記ディレーライン7の入力中間周波数パルス信号である。図1において、上記方向性結合器11では上記した受信信号の一部をその結合端子から出力する。この信号は上記増幅器20で増幅され、上記検波器21に入力し、検波される。上記した検波器出力、すなわち検波電圧は、上記電圧比較器22に入力し、図7Iで示されるように、あらかじめ設定された電圧しきい値A0と比較される。A0の値は、上記ディレーライン7で発生する不要波のレベルが、上記レーダ受信機1の後段に接続された上記信号処理器で誤警報として検出され始める値に設定されている。

0015

上記電圧比較器22で入力電圧がA0より大きいと判断された場合、ディレーライン前の受信信号のタイミングで、すなわち図7のア、イのタイミングチャート上の時間Tだけ送信ゲートから遅れタイミング信号を、上記ゲート信号発生器23に送出する。上記ゲート信号発生器23では、上記送信ゲート入力端子29より入力される送信ゲートを基準として、図7オで示されるゲート、すなわち受信信号を検出した次の送信ゲートから時間T遅れた所にフィードスルーをカバーするゲート信号を、またフィードスルーをカバーするゲートから更に時間t2遅れた所にトリプル・トランジット・エコーをカバーするゲート信号を発生させ、上記ミキサ制御器24に送る。上記ミキサ制御器24では、上記位相変調ミキサ13bに対する制御電圧として上記した2つのゲートのタイミングに合わせ、図7のオに示す制御電圧を発生する。一方、上記位相変調ミキサ13aに対する制御電圧としては、+EV一定値を印加する。

0016

以上述べたとおり、上記位相変調ミキサ13a、13bに対しタイミング制御された印加電圧を加えることにより、上記ディレーライン7の出力信号のうち不要波のみ除去され、目標信号のみ通過し、検波され、上記ビデオ信号出力端子28より出力される。

0017

実施例2.図2は、この発明の他の実施例のレーダ受信機の構成を示す図である。図において。1〜10及び26〜28は図3で示した従来例と同様であり、11は方向性結合器、15はスイッチ、16は180゜ハイブリッド、17はパワーコンバイナ、18は減衰器、19はスイッチ、20は増幅器、21は検波器、22は電圧比較器、23はゲート信号発生器、24はスイッチ制御器、29は送信ゲート入力端子である。

0018

次に動作について説明する。図2において、上記ディレーライン7の入出力信号は上述したように図4で示され、ディレーライン入力信号と同一タイミングでフィードスルーが出力し、時間t0で目標信号が出力し、時間t2でトリプル・トランジット・エコーが出力する。ここで図6アのタイミングチャートで示される上記ディレーライン7の3種の出力信号に対し、図6イ、ウのタイミングチャートに示される、上記スイッチ15及び上記スイッチ19の制御信号をそれぞれスイッチに与える。まず、上記スイッチ15、19がそれぞれ端子a−bに接続された場合を考える。上記スイッチ15に入力した信号は、端子bから出力し、上記180゜ハイブリッドに入力して等振幅でお互いに逆相の2つの信号に分配される。これら2つの信号は、次に上記パワーコンバイナ17の2つの入力端子に入力し、合成される。この場合、等振幅でお互いに逆相であるため、2つの入力信号は相殺され、除去される。一方、上記スイッチ15、19がそれぞれ端子a−cに接続された場合は、上記スイッチ15に入力した信号は、上記180゜ハイブリッド16と上記パワーコンバイナ17の損失の合計分の損失をもつ上記減衰器18で減衰され、上記スイッチ19より出力する。

0019

したがって、図6イ、ウで示されるフィードスルーをカバーするゲートの期間及びトリプル・トランジット・エコーをカバーするゲートの期間では、上記ディレーライン7から出力する不要波は除去される。一方、目標信号については、上記減衰器18で減衰され、上記スイッチ19から出力される。以上により、図6Iに示すとおり、上記スイッチ19の出力は、目標信号のみとなる。

0020

ここで、図6イ、ウに示される上記スイッチ15、19の制御信号の発生系について、図7を用いて説明する。図7のアは、送信パルスの発生するタイミングを示す送信ゲートであり、イはその送信パルスによるレーダ受信機の受信信号である上記ディレーライン7の入力中間周波数パルス信号である。図2において、上記方向性結合器11では上記した受信信号の一部をその結合端子から出力する。この信号は、上記増幅器20で増幅され、上記検波器21に入力し、検波される。上記した検波器出力、すなわち検波電圧は、上記電圧比較器22に入力し、図7エで示されるように、あらかじめ設定された電圧しきい値A0と比較される。A0の値は、上記ディレーライン7で発生する不要波のレベルが、上記レーダ受信機1の後段に接続された上記信号処理器で誤警報として検出され始める値に設定されている。

0021

上記電圧比較器22で入力電圧がA0より大きいと判断された場合、ディレーライン前の受信信号のタイミングで、すなわち図7のア、イのタイミングチャート上の時間Tだけ送信ゲートから遅れたタイミング信号を、上記ゲート信号発生器23に送出する。上記ゲート信号発生器23では、上記送信ゲート入力端子29より入力される送信ゲートを基準として、図7のカで示されるゲート、すなわち受信信号を検出した次の送信ゲートから時間T遅れた所にフィードスルーをカバーするゲートを、またフィードスルーをカバーするゲートからさらに時間t2遅れた所にトリプル・トランジット・エコーをカバーするゲート信号を発生させ、上記スイッチ制御器24に送る。上記スイッチ制御器24では、上記スイッチ15、19に対する制御信号として、上記した2つのゲートのタイミングに合わせ、図7のカに示す制御信号を発生する。

0022

以上述べたとおり、上記スイッチ15、19に対しタイミング制御された制御信号を加えることにより、上記ディレーライン7の出力信号のうち不要波のみ除去され、目標信号のみ通過し、検波され上記ビデオ信号処理端子27より出力される。

発明の効果

0023

以上述べたように、この発明によれば内蔵するディレーラインの不要波抑圧比以上の不要波抑圧を行うことができ、広ダイナミックレーダ受信機を得られるという効果がある。

図面の簡単な説明

0024

図1この発明の一実施例によるレーダ受信機の構成を示す図である。
図2この発明の他の実施例によるレーダ受信機の構成を示す図である。
図3従来のこの種のレーダ受信機の構成を示す図である。
図4ディレーラインの入出力信号のタイミングを示す図である。
図5この発明の一実施例による位相変調ミキサの制御タイミングを示す図である。
図6この発明の他の実施例によるスイッチの制御タイミングを示す図である。
図7この発明の実施例による不要波除去のタイミングを示す図である。

--

0025

1レーダ受信機
2高周波減衰器
3低雑音増幅器
4ミキサ
5中間周波数増幅器
6中間周波数減衰器
7ディレーライン
8 中間周波数減衰器
9バンドパスフィルタ
10検波器
11方向性結合器
12パワーデバイダ
13位相変調ミキサ
14パワーコンバイナ
15 スイッチ
16 180゜ハイブリッド
17 パワーコンバイナ
18 減衰器
19 スイッチ
20増幅器
21 検波器
22電圧比較器
23ゲート信号発生器
24 ミキサ制御器
25スイッチ制御器
26高周波信号入力端子
27局部信号入力端子
28ビデオ信号入力端子
29送信ゲート入力端子

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